一种永磁电机转矩控制方法及系统与流程
本发明涉及一种永磁电机转矩控制方法及系统，属于电机控制技术领域。
背景技术：
电流源型变流器(currentsourceconverter,csc)具有对电机侧友好的低电压变化率(dv/dt)的特点，其输出侧必须经过电容滤波器后输出电能，经过滤波之后的电容电压高频成分大大降低，因此适合长电缆驱动系统；此外，电流源型变流器还具有结构简单、短路自保护能力、成本低等优点。
然而，电流源型变流器的电容滤波器与永磁电机的定子电感会构成lc网络，当驱动系统内的谐波频率趋近该lc网络的谐振频率时，谐波电流会进一步放大，进而导致输出转矩的高频振荡，甚至导致系统失稳；因此，需对变流器驱永磁电机系统中的谐振进行抑制。
为了解决上述问题，现有技术中通常包括无源阻尼法和有源阻尼法两种方法。
无源阻尼法通过在电机定子的电感支路上串联电阻或电容支路，并与电容滤波器并联的方式抑制输出电流的振荡；该方法简单有效，但引入了额外的损耗，降低了变换器的转换效率；在中压驱动时，无源阻尼的引入带来了功率损耗和发热问题，极大地增加系统运行成本；此外，无源阻尼通过电阻大小设置阻尼大小，安装完成之后调整不便，且电容滤波器会发生老化，系统谐振频率会随电容值发生变化，阻尼特性也会相应产生变化。
有源阻尼法通过在控制策略中增加模拟阻尼特性的控制环路，抑制输出电流的振荡；但该方法需要设置前馈回路，并进行谐波检测，实现和调试过程复杂，且多采用级联式结构，动态性能差；此外，对于大功率应用场景，开关频率需要严格限制。
技术实现要素：
针对上述问题，本发明的目的是提供了一种永磁电机转矩控制方法及系统，通过同时控制永磁电机定子电流和变流器电容滤波器电压，有效抑制lc网络的谐振，减小输出转矩脉动。
为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：一种永磁电机转矩控制方法，包括以下步骤：s1对获取的当前k时刻永磁同步电机的定子电流和电流源变流器的滤波电容电压进行一拍延时补偿后，得到k+1时刻定子电流在d-q坐标系下定子电流矢量；s2根据k+1时刻定子电流矢量计算k+2时刻定子电流参考值和滤波电容电压参考值，并根据转速外环的转速控制器计算电磁转矩参考值；s3构建电流源变流器开关状态组合，根据各开关状态下电流源变流器的输出电流矢量得到k+2时刻滤波电容电压预测值、定子电流预测值和电磁转矩预测值；s4根据k+2时刻的定子电流参考值、电容滤波器的电压参考值、电磁转矩参考值、定子电流预测值、电容滤波器电压预测值和电磁转矩预测值构建全状态变量的代价函数，并求解代价函数得到最优转矩控制量。
进一步，步骤s1中获得k+1时刻的定子电流矢量的公式为：
其中，k、k+1表示当前时刻和下一时刻，isd(k+1)、isq(k+1)分别为定子电流矢量is转换至d-q坐标系下的d轴和q轴分量，vsd、vsq分别为电容滤波器d、q轴电压，ω为转子磁链的电角速度，ψf为转子永磁体磁链，ld、lq分别为定子d、q轴电感，r为单相定子绕组电阻，ts为采样周期。
进一步，步骤s1中获得k+2时刻的定子电流参考值、电容滤波器的电压参考值的公式为：
其中，
进一步，电磁转矩的计算公式为：
其中，ψf为转子永磁体磁链，te(k+1)为k+1时刻的电磁转矩，p是极对数,isq(k+1)为定子电流矢量is转换至d-q坐标系下的q轴分量。
进一步，变流器为一三相全桥电流源型逆变器，逆变器包括一直流电流源，直流电流源的正极p分别连接a相、b相和c相的上桥臂，直流电流源的负极n分别连接a相、b相和c相的下桥臂，各上桥臂和下桥臂上均设有至少一个开关，通过控制各开关的开闭生成变流器的状态组合。
进一步，电容滤波器与三相全桥逆变器串联，并设置在三相全桥逆变器与永磁电机之间。
进一步，步骤s2中获得k+1时刻的输出的定子电流矢量的方法为：首先确定k+1时刻，各上桥臂和下桥臂上各开关的状态，将开关开启时表示为1，关闭时表示为0，根据开关状态组合和直流电流idc计算变流器侧的输出电流矢量ii：
其中，idc是直流电流，sap、san、sbp、sbn、scp和scn分别为开关ap、an、bp、bn、cp和cn的状态，输出电容滤波器上的电压矢量的动力学方程为：
其中，is为流经电机定子绕组的电流矢量，vs是电容滤波器的电压。
进一步，步骤s2中获得各状态对应的k+2时刻的电容滤波器的输出电压的公式为：
其中，vs(k+1)是k+1时刻电容滤波器的电压，vs(k)是k时刻电容滤波器的电压，ts是采样周期，cf为变流器的输出电容滤波器，ii为k时刻输出电流矢量；is为k时刻流经电机定子绕组的电流矢量。
进一步，全状态变量预测转矩控制代价函数为：
其中，jfsv为全状态变量预测转矩控制代价函数，
本发明还公开了一种永磁电机转矩控制系统，包括：参考值计算模块，用于对获取的当前k时刻永磁同步电机的定子电流和电流源变流器的滤波电容电压进行一拍延时补偿后，得到k+1时刻定子电流在d-q坐标系下定子电流矢量；预测模块，用于根据k+1时刻定子电流矢量计算k+2时刻定子电流参考值和滤波电容电压参考值，并根据转速外环的转速控制器计算电磁转矩参考值；输出值计算模块，用于构建电流源变流器开关状态组合，根据各开关状态下电流源变流器的输出电流矢量得到k+2时刻滤波电容电压预测值、定子电流预测值和电磁转矩预测值；控制模块，用于根据k+2时刻的定子电流参考值、电容滤波器的电压参考值、电磁转矩参考值、定子电流预测值、电容滤波器电压预测值和电磁转矩预测值构建全状态变量的代价函数，并求解代价函数得到最优转矩控制量。
本发明由于采取以上技术方案，其具有以下优点：
1、本发明通过同时控制永磁电机定子电流和变流器电容滤波器电压，有效抑制lc网络的谐振，减小输出转矩脉动，同时在代价函数中添加电容电压控制项，有利于降低供电端的谐波含量，减弱波反射的影响，在稳态输出转矩脉动抑制和动态转矩快速响应方面具有良好的控制性能。
2、本发明提出计及全状态变量预测转矩控制策略，在不考虑控制变量和状态变量约束条件下，求解实现电磁转矩的无差拍控制的输入电压值，以此作为电容滤波器电压的参考值，利用模型预测控制实现多目标全局优化控制的能力，构建由电磁转矩、d轴电流、输出电容电压和开关动作四个惩罚项组成的代价函数，简化传统控制器的级联结构，具有快速的转矩动态响应，有效抑制电容滤波器和定子电感之间的能量振荡，电磁稳态转矩脉动低。
3、本发明通过建立变流器驱永磁电机模型，结合模型预测控制与系统等效电路的特性，预测并控制电机的输出转矩、电容滤波器上的电压波形，抑制电容滤波器和定子电感之间的能量振荡，避免谐振引起的系统失稳，提高系统的稳定性，显著减小输出转矩脉动，延长系统机械组件的寿命，有效降低系统的emi噪声。
4、本发明面向中压驱动、大功率驱动和高性能电机驱动等应用场合，建立了基于模型预测控制的变流器驱永磁电机模型，通过全状态变量预测的方法，实现对变流器输出电容滤波器与永磁电机定子电感形成的lc网络的谐振抑制，提高了中压驱动、大功率驱动和高性能电机驱动等电机驱动系统的可靠性。
附图说明
图1是本发明一实施例中永磁电机转矩控制方法的；
图2是本发明一实施例中变流器开关状态对应的有效电流矢量图，图2(a)是电流源型变流器基本开关电流矢量图，图2(b)是电流源型变流器连续控制集控制下的电流矢量覆盖区域；
图3是本发明一实施例中变流器的电路图；
图4是本发明一实施例中变流器永磁电机控制系统双闭环结构示意图。
具体实施方式
为了使本领域技术人员更好的理解本发明的技术方向，通过具体实施例对本发明进行详细的描绘。然而应当理解，具体实施方式的提供仅为了更好地理解本发明，它们不应该理解成对本发明的限制。在本发明的描述中，需要理解的是，所用到的术语仅仅是用于描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
本发明针对变流器永磁同步电机驱动系统，提出计及全状态变量预测转矩控制策略，计算电容电压的参考值，利用模型预测控制实现多目标控制的能力，构建由电磁转矩、d轴电流、输出电容电压和开关动作四个惩罚项组成的代价函数，取得全局优化的效果，简化传统控制器的级联结构；此外通过理论分析结合仿真数据的方法，给出开关动作惩罚项对应的权重系数和采样频率的设计准则，以此确保系统性能最优。本申请中的控制策略具有快速的转矩动态响应，可有效抑制电容滤波器和定子电感之间的能量振荡，电磁转矩脉动低。
实施例一
本实施例公开了一种永磁电机转矩控制方法，如图1所示，包括以下步骤：
s1对获取的当前k时刻永磁同步电机的定子电流和电流源变流器的滤波电容电压进行一拍延时补偿后，得到k+1时刻定子电流在d-q坐标系下定子电流矢量。
本实施例对连续时间域的pmsm电磁模型进行离散化，模型预测控制依赖离散时间域下被控对象的数学模型对未来时刻的状态轨迹进行预测，对于采样周期远小于被控对象时间常数时，采用一阶euler法获得理想的离散化精度，得到输出电容滤波器电压的预测公式：
其中，vs(k+1)是k+1时刻电容滤波器的电压，vs(k)是k时刻电容滤波器的电压，ts是采样周期，cf为变流器的输出电容滤波器，ii为k时刻输出电流矢量；is为k时刻流经电机定子绕组的电流矢量。
经坐标变换得到d-q坐标系下的电压矢量vs-dq(k+1)＝[vsd(k+1),vsq(k+1)]t；然后对pmsm电磁模型进行一阶euler离散化，获得k+1时刻的定子电流矢量的公式：
上述公式中k、k+1表示当前时刻和下一时刻，isd(k+1)、isq(k+1)分别为定子电流矢量is转换至d-q坐标系下的d轴和q轴分量，vsd、vsq分别为电容滤波器d、q轴电压，ω为转子磁链的电角速度，ψf为转子永磁体磁链，ld、lq分别为定子d、q轴电感，r为单相定子绕组电阻，ts为采样周期。
根据k+1时刻的定子电流矢量的公式，可以得到电磁转矩的计算公式为：
其中，ψf为转子永磁体磁链，te(k+1)为k+1时刻的电磁转矩，p是极对数,isq(k+1)为定子电流矢量is转换至d-q坐标系下的q轴分量，此时d轴电流对电磁转矩无贡献。根据永磁同步电机模型，当d轴电流isd为零时，可实现永磁同步电机的单位电流最大转矩控制，此时电机的电磁转矩te正比与定子q轴电流isq，因此可通过控制q轴电流直接控制转矩。此外，通过上式还可求得与之对应d-q坐标系下的电容滤波器电压参考值，利用模型预测控制多目标优化的能力，控制输出电容电压跟随参考值，控制电容滤波器的电压和输出定子电流，抑制无源部件之间的能量振荡，提升系统的稳定性。
假设控制集为连续控制集，如采用pwm调制，并忽略调制饱和效应，可得到等效连续控制集，该连续控制集映射到α-β平面的有效电流矢量为六边形覆盖的所有区域，如图2所示。图2是本实施例中变流器开关状态对应的有效电流矢量图，图2(a)是电流源型变流器基本开关电流矢量图，图2(b)是电流源型变流器连续控制集控制下的电流矢量覆盖区域。图2中αβ为一种静止两相坐标系，i1～i6为电流源型变流器有效电流矢量，i0,abc为零矢量。
k+1时刻的定子电流矢量的公式转换成状态空间形式：
x(k+1)＝ax(k)+bu(k)+e
式中，x＝[isd,isq]t，u＝[usd,usq]t，
由于矩阵b可逆，因此在一个采样周期内，必然可以找到输入变量：
u＝u*＝b-1(x(k+1)-ax(k)-e)
满足如下关系：
因此，由上式得电容电压在d-q坐标下的参考值：
通过acb坐标系到dq坐标系的逆变换可以得到电容电压在三相静止坐标系下的参考值，其中
k+2时刻的定子电流参考值、电容滤波器的电压参考值通过下述参考值公式获得：
其中，
s2根据k+1时刻定子电流矢量计算k+2时刻定子电流参考值和滤波电容电压参考值，并根据转速外环的转速控制器计算电磁转矩参考值。
如图3所示，图3是本实施例中变流器的电路图，其中idc为直流侧电流，ii为变流器输出电流，is为电机定子电流，vs为电容滤波器电压，cf为滤波电容值，p、n分别为直流侧正负极，pmsm为永磁同步电机。图3中变流器为一三相全桥电流源型逆变器，逆变器包括一直流电流源，直流电流源的正极p分别连接a相、b相和c相的上桥臂，直流电流源的负极n分别连接a相、b相和c相的下桥臂，各上桥臂和下桥臂上均设有至少一个开关，通过控制各开关的开闭生成变流器的状态组合。电容滤波器与三相全桥逆变器串联，并设置在三相全桥逆变器与永磁电机之间。其中的开关为具有反向电压阻断能力的对称门极换流晶闸管sgct或由绝缘栅双极型晶体管igbt与二极管串联组成，cf为变流器的输出电容滤波器，为负载提供续流回路的同时，可以滤除变流器侧电流的高频分量。
在永磁同步电机中，定子绕组可等效为电感电阻串联电路，定子绕组与变流器输出电容滤波器cf形成rlc串联电路，该rlc串联电路存在谐振频率
本实施例中，构建变流器的开关状态组合需要满足以下条件，首先由于变流器的直流侧为电流源属性，故应避免选择使直流侧开路的开关组合状态，其次由于变流器的交流侧输出电容的存在，而使变流器的交流侧呈电压源属性，故应避免选择使交流侧短路的开关组合状态。基于上述两个约束条件，变流器各桥臂上的开关可以组成的9个有效开关组合状态，定义控制矢量为u＝{sap,san,sbp,sbn,scp,scn}∈u，则9个有效开关组合状态的具体内容如表1所示。
变流器功率器件的开关函数为：
其中，x＝a,b,c，j＝p,n。p为桥臂上侧功率开关，n为下侧功率开关。
表1变流器有效开关组合状态表
根据上述9个开关状态组合和直流电流idc计算变流器侧的输出电流矢量ii＝[ia,ib,ic]t：
步骤s2中获得k+1时刻的输出的定子电流矢量的方法为：首先确定k+1时刻，各上桥臂和下桥臂上各开关的状态，将开关开启时表示为1，关闭时表示为0，根据开关状态组合和直流电流idc计算变流器侧的输出电流矢量ii。
输出电容滤波器上的电压矢量vs＝[vsa,vsb,vsc]t的动力学方程为：
其中，is为流经电机定子绕组的电流矢量，vs是电容滤波器的电压。
步骤s2中获得各状态对应的k+2时刻的电容滤波器的输出电压的公式为：
其中，vs(k+2)是k+2时刻电容滤波器的电压，vs(k)是k+1时刻电容滤波器的电压，ts是采样周期，cf为变流器的输出电容滤波器，ii为k+1时刻输出电流矢量；is为k+1时刻流经电机定子绕组的电流矢量。
s3构建电流源变流器开关状态组合，根据各开关状态下电流源变流器的输出电流矢量得到k+2时刻滤波电容电压预测值、定子电流预测值和电磁转矩预测值。
s4根据k+2时刻的定子电流参考值、电容滤波器的电压参考值、电磁转矩参考值、定子电流预测值、电容滤波器电压预测值和电磁转矩预测值构建全状态变量的代价函数，并求解代价函数得到最优转矩控制量。获得最优的转矩控制量对应的变流器中各开关的状态，将各开关状态作用于电流源变流器的开关，从而控制永磁同步电机输出最优转矩。
其中，全状态变量预测转矩控制代价函数为：
其中，jfsv为全状态变量预测转矩控制代价函数，
该代价函数实现如下控制目标：电磁转矩跟踪参考值；d轴电流为0；电容电压跟踪参考值；开关频率减小。在每个采样周期内枚举所有控制元素，可取得转矩代价函数的最优解，将获得的最优解直接作用到电流源变流器的功率开关，
本实施例的优势在于可以使用系统模型来预测变量未来时刻的变化，具有快速的瞬时响应能力，并且易于对耦合变量进行约束，易于实现多目标控制，可同时兼顾系统的稳态和暂态性能。如图4所示，图4是本实施例中变流器永磁电机控制系统双闭环结构示意图，其中
本实施例提供一种针对电流源变流器永磁同步驱动系统的全状态变量预测转矩控制(fullstate-variablepredictivetorquecontrol,fsv-ptc)，通过同时控制输出转矩(定子电流)和电容滤波器电压，有效抑制lc网络的谐振，显著减小输出转矩脉动，降低系统的emi噪声，同时由于在目标函数中添加了电容电压控制项，有助于在长电缆驱动应用场景中进一步降低供电端的谐波含量，进而减弱波反射的影响，继承了预测控制天然的快速动态响应特性，同时分析采样频率、开关惩罚项权系数和开关频率之间的关系，为电流源变流器设计提供理论依据，fsv-ptc在稳态输出转矩脉动抑制和动态转矩快速响应方面具有良好的控制性能。
实施例二
基于相同的发明构思，本实施例公开了一种永磁电机转矩控制系统，包括：
参考值计算模块，用于对获取的当前k时刻永磁同步电机的定子电流和电流源变流器的滤波电容电压进行一拍延时补偿后，得到k+1时刻定子电流在d-q坐标系下定子电流矢量；
预测模块，用于根据k+1时刻定子电流矢量计算k+2时刻定子电流参考值和滤波电容电压参考值，并根据转速外环的转速控制器计算电磁转矩参考值；
输出值计算模块，用于构建电流源变流器开关状态组合，根据各开关状态下电流源变流器的输出电流矢量得到k+2时刻滤波电容电压预测值、定子电流预测值和电磁转矩预测值；
控制模块，用于根据k+2时刻的定子电流参考值、电容滤波器的电压参考值、电磁转矩参考值、定子电流预测值、电容滤波器电压预测值和电磁转矩预测值构建全状态变量的代价函数，并求解代价函数得到最优转矩控制量。
最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求保护范围之内。上述内容仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围。
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