有源箝位推挽升降压式直流变换器

：
1.本发明提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器，属于电力电子技术。


背景技术：
：
2.随着电力电子技术的发展，小型化，轻量化，高效率，高可靠性和高稳定性的电力电子装置为电力电子装置发展的方向。当今，在太阳能，燃料电池等低压输入的新能源发电系统中，直直变换器为其中的一个很重要组成部分。
3.传统的推挽直流变换器，如图1所示，由于结构简单，变压器双向磁化，磁芯利用率高，不需要磁复位且具有隔离效果等自身的特点广泛应用于这些低压输入的电能变换场合，但是传统的推挽直流变换器的多数为buck电路，难以实现输入输出的宽范围变化，另外，由于变换器中变压器漏感及功率回路杂散电感的作用，传统的推挽变换器在功率管关断过程中，功率管两端会产生很高的电压尖峰，这对功率器件的选型，系统稳定性等方面造成不良影响。
4.因此，积极寻求一种具有更高变换效率、更宽输入电压范围、更小功率器件应力的推挽直流变换器，对于电力电子装置的小型化、轻量化、集成化具有十分重要的意义。


技术实现要素：
：
5.本发明的目的是提出一种具备宽范围输入输出能力的有源箝位推挽升降压式直流变换器，综合了推挽电路和升降压电路的优点，在保留变压器双向磁化和克服传统推挽电路关断电压尖峰问题的同时，同时又拥有升降压电路输入电压范围宽、可靠性高等优点。
6.本发明所采用的技术方案是：一种有源箝位推挽升降压式直流变换器，其特征在于，该变换器电路结构由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、高频变压器、具备变压器短路功能的整流电路、输出滤波电路、直流负载依序级联构成；所述的复合有源箝位推挽电路是在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的有源箝位电路，实现电感能量的反馈；所述的具备变压器短路功能的整流电路是将二极管整流电路的二极管用两象限开关代替构成；所述的复合有源箝位推挽电路包括带反并联二极管的第一功率管s1、第二功率管s2、原边第一绕组n1，原边第二绕组n2、辅助电容c
s
和升压电感l1、l2。所述升压电感l1、l2可以是变压器漏感，也可以是外接独立电感；所述第一主功率管s1的漏极分别连接至输入滤波电容c
i
的正极和原边第一绕组n1的异名端，所述第一主功率管s1的源极分别连接至辅助电容c
s
的第一端和原边第二绕组n2的同名端；所述第二主功率管s2的源极分别连接至输入滤波电容c
i
的负极和原边第二绕组n2的异名端，所述第二主功率管s2的漏极分别连接至辅助电容c
s
的第二端和原边第一绕组n1的同名端；所述的升压电感l1的一端分别连接至输入滤波电容的正极，功率开关s1的漏极，另一端连接至原边第一绕组n1的异名端；所述的升压电感l2的一端分别连接至输入电容的负极，功率开关s2的源极，另一端连接至原边第二绕组n2的异名端。所述具备变压器短路功能的整流电路包括副边绕组n3(n3')、整流电路和短路开关；所述的整流电路有桥式整流和全波整流两类；
所述的短路开关有两种形式和接法，其一是在二极管全桥整流电路中，将共阳极组或者共阴极组替换为两象限开关，其二是在二极管全波整流电路中，将两个整流二极管全部替换为两象限开关。
7.本发明通过在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的有源箝位电路，构建变压器原边升压电感能量释放的通道，同时将二极管整流电路中的二级管替换为两象限开关，使其兼具使变压器短路的功能，为升压电感的储能提供通路，通过升压电感实现的原副边能量传输，能够使输出电压进一步提高，据此提出了有源箝位推挽升降压式直流变换器拓扑族及其工作在ccm和dcm下的控制策略。
8.本发明提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器，能够将不稳定的输入直流电压变换为负载所需的稳定优质的直流电，具有开关电压应力低、输入电压变化范围宽、输出与输入电气隔离、电路拓扑简洁、变换效率高、应用前景广泛等特点。有源箝位推挽升降压式直流变换器的综合性能，将比传统的推挽电路优越。
附图说明
9.图1.传统的推挽变换器结构示意图。
10.图2.本发明所提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器第一实施例的结构示意图。
11.图3.本发明所提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器第二实施例的结构示意图。
12.图4.本发明所提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器第一实施例工作在crm模式所对应的各开关模态主要波形图。
13.图5.本发明所提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器第一实施例工作在crm模式的正半周期模态一等效电路图。
14.图6.本发明所提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器第一实施例工作在crm模式的正半周期模态二等效电路图。
15.图7.本发明所提出的适用于所有实施例的有源箝位推挽升降压式直流变换器工作在crm模式下的控制框图。
16.图8.本发明所提出的适用于所有实施例的有源箝位推挽升降压式直流变换器工作在dcm模式下的控制框图。
17.图9.本发明有源箝位推挽升降压式直流变换器结构示意图。
具体实施方式：
18.下面结合图2所示的第一实施例和图4
‑
6以工作在crm模式为例介绍本发明提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器的工作原理。但是本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。在下文对本发明的一些特定的细节进行了详尽的描述。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。同时，为了更能体现本发明的特质，公知的方法、过程、流程、元件并没有做详细的描述。
19.图2为本发明所提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器第一实施例的结构示意
图，图2中还规定了各电流的正方向。
20.图4为本发明所提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器第一实施例工作在crm模式所对应的各开关模态主要波形图。
21.图5、6为本发明所提出的有源箝位推挽升降压式直流变换器第一实施例工作在crm模式的正半周期各模态等效电路图。
22.如图2所示，一种有源箝位推挽升降压式直流变换器，其特征在于，该变换器电路结构由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、高频变压器、具备变压器短路功能的整流电路、输出滤波电路、直流负载依序级联构成；所述的复合有源箝位推挽电路是在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的有源箝位电路，实现电感能量的反馈；所述的具备变压器短路功能的整流电路是将二极管整流电路的二极管用两象限开关代替构成。
23.为了分析方便，先做以下合理假设和说明：
①
主功率管s1、s2、二极管d1、d2和短路开关q1、q2均为理想器件，通态压降为零，导通关断时间忽略不计；
②
忽略功率mosfet的结电容；
③
忽略励磁电感的影响；
④
辅助电容c
s
容值足够大，在整个开关周期，电压稳定，相当于恒压源；
⑤
输出滤波电容值足够大，使得u
o
在稳态时保持不变。
24.下面结合附图5和附图6描述本发明的有源箝位推挽升降压式直流变换器工作在crm模式下的工作原理。
25.当t0时刻之前，漏感电流i
n1
和i
n2
经过s1的反并联二极管续流，t0时刻，电流刚好至零，同时触发s1导通，如图5所示，同时，短路开关q1、q2同时导通，将变压器短路，变压器两端电压为零，i
n1
和i
n2
从零开始增加，此时原边共有两条充磁回路，c
i
‑
s1‑
n2‑
l2‑
c
i
和c
s
‑
l1‑
n1‑
s1‑
c
s
；从波形图中，可以明显看出，流经s1的电流为流经原边两绕组的电流之和。此阶段为电感l1和l2的储能阶段。
26.t1时刻，触发s1关断，二次侧q1和q2同时关断，等效电路如图6所示，l1和l2的电流经过s2的反并联二极管续流，此时原边共有两条续流回路，分别为c
i
‑
s2‑
l2‑
n2‑
c
i
和c
s
‑
n2‑
l2‑
s2‑
c
s
，副边二极管d1和q2的反并联二极管导通，负载吸收能量，此阶段为电感l1和l2的释能阶段。
27.t2时刻，漏感电流下降至0，s2的反并联二极管关断，同时，为s2触发导通，开始负半周期的工作，其分析过程与正半周类似。
28.下面进行必要的计算，当主功率开关导通，电感电流线性上升，电感电流增量为。
[0029][0030]
式中l为l1和l2的感量，t
on
为主功率开关导通的时间。
[0031]
当主功率开关关断，电感电流同时向二次侧负载和一次侧的电源(或电容)馈电，在稳态工作时，电感电流的减量为。
[0032][0033]
若电感电流可以下降至0，则t
off
为电感电流下降至零的时间，由此进一步可以求出输入电流的平均值为2ui(t
on2
‑
t
on
t
off
)/lt(此时需要说明的是现在还不能得出t
on
+t
off
＝t,因为电感电流可能断续)。
[0034]
根据功率守恒u
i
i
i
＝u
o2
/r
l
可求出输入输出关系。
[0035][0036]
根据电感的伏秒平衡得。
[0037][0038]
将t
off
带入输入输出关系得。
[0039]
2r
l
u
i2
t
on2
‑
ltu
o
u
i
‑
nltu
o2
＝0
ꢀꢀ
(5)
[0040]
令d＝t
on
/t，带入并整理得。
[0041][0042]
通过对公式的简单分析，知系统在参数已定的条件下，改变占空比d，若要维持输出u
o
不变，则周期t也会随之改变，且t与d成负相关。反之，调节周期t，会得到不同的d，所以在诸多可以调节的d中，总有一个d可以满足。
[0043][0044]
此占空比为系统工作在crm模式下的占空比，这是可以进行频率调制的原因。
[0045]
下面结合图7所示的控制框图对该族拓扑工作在crm模式下的控制策略进行说明。在已知输入和输出期望值的情况下，系统会自动计算工作在稳态时的占空比d，也可以说d的值只与稳态有关，暂态过程d并不改变，可以实现此种控制的原因，是因为在d确定之后，输出电压u
o
是关于t是单调的，即u
o
的大小完全可以由t控制，且电路稳态时的t只有一个，因此t的值可以由负反馈自动生成，s1,s2的控制信号由占空比d与反馈得到的周期为t的锯齿波相截获得，其方法是先获得s1,s2的触发信号总和，再进行交错控制，s3触发信号与s1和s2的触发信号总和相同。由控制策略可以看出，在输出低于参考值时。
[0046][0047]
续流时间会相对延长，系统工作在ccm模式，但最终稳定在crm模式；若输出高于参考。
[0048][0049]
续流时间会相对减小，而使系统工作在dcm模式，而系统最终也稳定在crm模式，从而实现了稳定。
[0050]
最后结合图8所示的控制框图对该族拓扑工作在dcm模式下的控制策略进行说明。此变换器工作在dcm模式下的调制方式则为pwm调制。
[0051][0052][0053]
在某一确定的输出电压u
o
下，由式(10)和式(11)，我们可以求得使其工作在crm模式下的占空比d和周期t，在输出u
o
不变时，将周期t增大，稳态的d会随之减小，使电流断续，控制上则采用pwm调制，使t固定为t
ref
并大于已知的工作在crm模式下的周期t
crm
，即。
[0054][0055]
d的值可以由负反馈自动生成，可以实现此种控制的原因，是因为在t确定之后，输出电压u
o
是关于d是单调的，即u
o
的大小完全可以由d控制，且电路稳态时的d只有一个；s1,s2的控制信号由占空比d与反馈得到的周期为t
crm
的锯齿波相截获得，其方法是先获得s1,s2的触发信号总和，再进行交错控制，s3触发信号与s1和s2的触发信号总和相同。