一种四倍升压九电平开关电容逆变器及其扩展拓扑

本发明属于电力电子技术领域，特别涉及一种四倍升压九电平开关电容逆变器及其扩展拓扑。

背景技术：

多电平逆变器(multi-levelinverter,mli)因具有总谐波畸变率(totalharmonicdistortion,thd)低、低开关电压应力、低开关损耗和需要较小的输出滤波器等优点而广泛应用于可再生能源系统。经典多电平逆变器拓扑包括级联h桥型(cascadedh-bridge,chb)、中性点箝位型(neutralpointclamped,npc)和飞跨电容型(flyingcapacitor,fc)。然而当工作的电压电平数量超过3时，这三种传统多电平逆变器会产生电压不平衡和需要较多组件等问题。且三种传统的多电平逆变器不具备升压能力，一般来说，像光伏和燃料电池这样的可再生能源是以低压电源的形式提供的。传统的解决方案有两种：一种升压方案是将多个光伏组件串联成高压串，目前已经遇到了许多不匹配问题；另一种方案是将前端dc-dc升压变换器与后端传统的mli级联。这会增加复杂性并降低效率。

利用基于开关电容的集成升压技术已经作为解决上述问题的新方法而被广泛研究。同时，多电平逆变器的可扩展性是它的一个重要性能。尤其在大功率应用场合下，电力电子器件材质和工艺水平的限制，逆变器的开关频率受到限制，导致输出电能质量下降。在mli中有两种解决方法：一种方案是通过降低mli每个开关器件两端承受的最大电压应力以提高开关频率，实现高电能质量输出。但这种方法对mli拓扑要求较高，要求所有高频率的开关器件两端的最大电压应力不能超过开关器件安全运行的额定值。并且，这种方案提高了开关频率，这意味着开关损耗的增加。另一种有效的方案是增加输出电平数量。通过最接近电平控制技术(nearestlevelcontrolmethods)，输出母线电压呈现阶梯波，不需要两种电平高频切换，开关频率仅需数百赫兹，阶梯波的数量由电平数量决定。但是输出电平数量的增加必然会增加逆变器组件数量，这会增加逆变器体积并降低效率。

技术实现要素：

针对背景技术存在的问题，本发明提供了一种九电平开关电容逆变器基本单元拓扑结构，其目的是减少开关数量，提高输出电压增益，和提高扩展性能。

为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种九电平开关电容逆变器基本单元拓扑，由直流源vin、第一开关s1、第二开关第三开关s2、第四开关第五开关s3、第六开关第七开关s4、第八开关第九开关s5、第一二极管d1、第二二极管d2和第一电容器c1、第二电容器c2组成；第一开关s1的发射极和第二开关的集电极相连，第二开关的发射极与第四开关的发射极、第一电容器c1的负极、第一二极管d1的阳极和第二二极管d2的阴极相连接，第一开关s1的集电极与第三开关s2的集电极、第五开关s3的集电极和第二电容器c2的正极相连，第五开关s3的发射极与第八开关的集电极相连，第二电容器c2的负极与第六开关的发射极和第九开关s5的集电极相连，第九开关s5的发射极与第二二极管d2的阳极相连，第七开关s4的集电极与第一电容器c1的正极和第八开关的发射极相连；直流源vin正极与第六开关的集电极相连，直流源vin负极与第一二极管d1阴极相连，第五开关s3的发射极与第四开关的集电极通过导线连接。

九电平开关电容逆变器基本单元拓扑的扩展拓扑，在九电平开关电容逆变器基本单元中通过级联多个基本单元增加电压电平的数目；级联一个基本单元的连接方式如下：将第一级九电平开关电容逆变器第一电容器c1的负极、第一二极管d1的阳极与第二开关的发射极、第二二极管d2的阴极断开，增加第二级九电平开关电容逆变器的第十开关sd1的集电极与第八开关的发射极和第七开关s4的集电极相连，第十一开关sd2的集电极与第十开关sd1的发射极相连，第十一开关sd2的发射极与第一电容器c1的负极和第一二极管d1的阳极、第三二极管dd1的阴极相连，第三二极管dd1的阴极与第十一开关sd2的发射极相连，第三二极管dd1的阳极与第三电容器cd1的负极相连，第三电容器cd1的正极与第十开关sd1的发射极和第十一开关sd2的集电极相连，负极与第二开关的发射极相连；级联多个基本单元的连接方式以此类推。

在上述的九电平开关电容逆变器基本单元拓扑的扩展拓扑中，所述扩展拓扑开关数量nsw、电容器的数量nc、二极管数量nd与电平数量n的关系表达式为：

由式(1)可知，每增加2个开关、1个电容器和1个二极管，输出电压vbus电平数量增加4。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

(1)九电平开关电容逆变器基本单元拓扑只需一个直流电压源、两个电容器、两个二极管和九个功率开关，即可实现九电平输出，有效缩小了装置体积，提高装置功率密度，并节约了成本。

(2)利用开关电容的原理，通过合理改变直流源与第一电容器c1和第二电容器c2的串并联方式，九电平开关电容逆变器基本单元拓扑可以实现四倍升压的能力，不需要额外的升压电路，使得拓扑结构更加简单。

(3)扩展性能好，在九电平开关电容逆变器基本单元拓扑的基础上，每增加2个开关、1个电容器和1个功率二极管，输出电压vbus电平数量增加4。

(4)在九电平开关电容逆变器基本单元拓扑中，第一电容器c1和第二电容器c2实现充放电平衡，且第一电容器c1在最高电平和次最高电平轮流充放电，优化了电容器两端电压持续衰减的问题。

(5)九电平开关电容逆变器基本单元拓扑的9个开关中，开关si具有与的互补操作，简化了开关控制。且第一开关s1与第二以低频方式工作，进一步降低了开关损耗。

附图说明

图1是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑结构原理图；

图2是本发明一个实施例基于九电平开关电容逆变器基本单元拓扑的扩展拓扑结构图；

图3-1是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑处于第一工作状态a时的拓扑图；

图3-2是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑处于第二工作状态b时的拓扑图；

图3-3是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑处于第三工作状态c时的拓扑图；

图3-4是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑处于第四工作状态d时的拓扑图；

图3-5是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑处于第五工作状态e时的拓扑图；

图4-1是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑在阻性负载(z1＝50ω)下，总线电压vbus、输出电压vout和输出电流iout的仿真波形；

图4-2是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑在感性负载(z2＝50ω+100mh)下，总线电压vbus、输出电压vout和输出电流iout的仿真波形；

图4-3是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑在感性负载z2下，总线电压vbus、开关电容c1、c2的电压vc1和vc2的仿真波形；

图4-4是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑在感性负载z2下，总线电压vbus的fft仿真波形；

图4-5是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑在感性负载z2下，调制系数m从0.2到1变化时，总线电压vbus、输出电压vout和输出电流iout的仿真波形；

图4-6是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑从无负载突变到感性负载z2时，总线电压vbus、输出电压vout和输出电流iout的仿真波形；

图5-1是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑的硬件实验平台；

图5-2(a)是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑在阻性负载(z3＝45ω)下，总线电压vbus、输出电压vout和输出电流iout的实验波形；

图5-2(b)是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑在阻性负载(z3＝45ω)下，总线电压vbus、开关电容c1、c2的电压vc1和vc2的实验波形；

图5-3(a)是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑在阻性负载(z3＝45ω)下，调制比m从0.2变化至0.6时，总线电压vbus、输出电压vout的实验波形；

图5-3(b)是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑在阻性负载(z3＝45ω)下，调制比m从0.9变化至0.4时，总线电压vbus、输出电压vout的实验波形；

图5-4是本发明一个实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑从无负载突变到负载(z3＝45ω)下，总线电压vbus、输出电压vout和输出电流iout的实验波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

本实施例九电平开关电容逆变器基本单元拓扑仅使用9个开关来实现具有四倍电压增益的九电平电压输出，可作为常规多电平逆变器使用。另外，基本单元拓扑具备很好的扩展性，仅需增加少量的组件即可扩展输出更高的电平数量。

如图1所示，九电平开关电容逆变器基本单元拓扑由一个直流源、九个开关、两个二极管和两个开关电容组成。第一开关s1的发射极和第二开关的集电极相连，第二开关的发射极与第四开关的发射极、第一电容器c1的负极、第一二极管d1的阳极和第二二极管d2的阴极相连接，第一开关s1的集电极与第二开关s2的集电极、第五开关s3的集电极和第二电容器c2的正极相连，第五开关s3的发射极与第八开关的集电极相连，第二电容器c2的负极与第六开关的发射极和第九开关s5的集电极相连，第九开关s5的发射极与第二二极管d2的阳极相连，第七开关s4的集电极与第一电容器c1的正极和第八开关的发射极相连。直流源vin正极与第六开关的集电极相连，直流源vin负极与第一二极管d1阴极相连，第五开关s3的发射极与第六开关的集电极通过导线连接。

如图2所示，为九电平开关电容逆变器基本单元拓扑的扩展拓扑结构，在九电平开关电容逆变器基本单元拓扑中，可以通过级联多个基本单元来增加电压电平的数目。将第一电容c1的负极、第一二极管d1的阳极与第二开关的发射极、第二二极管d2的阴极断开，增加的第十开关sd1的集电极与第八开关的发射极和第七开关s4的集电极相连，第十一开关sd2的集电极与第十开关sd1的发射极相连，第十一开关sd2的发射极与第一电容器c1的负极和第一二极管d1的阳极、第三二极管dd1的阴极相连，第三二极管dd1的阴极与第十一开关sd2的发射极相连，第三二极管dd1的阳极与第三电容器cd1的负极相连，第三电容器cd1的正极与第十开关sd1的发射极和第十一开关sd2的集电极相连，负极与第二开关的发射极相连。级联扩展的器件连接方式与上述类似。

本实施例同时给出了扩展拓扑的开关数量nsw、电容器的数量nc、功率二极管数量nd与电平数量n的关系表达式。

由式(1)可以得出拓展电路中开关、电容器、二极管数量与电平数量的关系表达式。根据它们的关系，每增加2个开关、1个电容器和1个功率二极管，输出电压vbus电平数量增加4。证明该基本单元九电平逆变器具有很好的扩展性能。

具体实施时，图1为本实施例提供的九电平开关电容逆变器基本单元拓扑结构原理图。仅需一个直流源，即可实现总线电压vbus四倍升压九电平输出。如图1所示，该拓扑结构由直流源vin、第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八开关管s1、s2、s3、s4、s5、第一二极管d1、第二二极管d2和第一、第二开关电容器c1、c2组成。在仿真实验中采用简单的lc滤波电路来验证本实施例的高功率密度及高性能的九电平逆变器的输出性能。z为负载部分，在两种负载情况下对本实施例的无功调节能力进行验证，分别为阻性负载z1＝50ω、感性负载z2＝50ω+100mh。vout为负载z上的交流电压，iout为流过负载z的输出交流电流。在阻性负载z3＝45ω的情况下进行实验验证。

表1为本实施例高功率密度及高性能的九电平逆变器在每种电平下的开关状态，其中“0”表示开关关断，“1”表示开关闭合。图3-1至图3-5分别展示了每种情况下正半周期中的电流路径。设所有的功率器件都是理想的，其导通电阻和正向电压降均为零；两个电容的电容足够大；所设计的逆变器已经进入稳态，并且电容器电压在vc1＝vin和vc2＝2vin时是恒定的。

表1每个电压电平下开关模式和电容器的状态

状态a：从表1和图3-1可以看出，在状态a中，第一、第二电容器c1、c2与电源vin串联放电，它们共享相同的放电电流。此时，总线电压vbus是

vbus＝vc1+vin+vc2＝4vin(2)

状态b：在图3-2所示的状态b中，第一电容器c1与电源vin并联充电，因此第一电容器c1与电源vin相等。第二电容器c2与电源vin串联放电。此时，总线电压vbus是

vc1＝vin(3)

vbus＝vin+vc2＝3vin(4)

状态c：在图3-3所示的状态c中，第一电容器c1与电源vin串联后为负载和第二电容器c2供电。此时，总线电压vbus是

vc2＝vc1+vin＝2vin(5)

vbus＝vc1+vin＝2vin(6)

状态d：在图3-4所示的状态d中，第一电容器c1与电源vin并联充电，满足公式(3)。第二电容器c2不参与充放电过程，并维持前一刻的电压状态不变。

此时，总线电压vbus是

vbus＝vin(7)

状态e：在图3-5所示的状态e中，第一电容器c1与电源vin串联后为第二电容器c2充电，满足公式(5)。此时，总线电压vbus是

vbus＝0(8)

进行了simulink仿真以验证所提基本单元九电平逆变器的性能。仿真参数见表2。

表2九电平开关电容逆变器基本单元拓扑仿真验证参数

图4-1和4-2分别展示了在纯电阻负载z1和电感性负载z2下的母线电压、输出电压和输出电流的仿真波形图。选择了50v电压作为直流输入，这导致第一电容器c1和第二电容器c2两端的电压分别为50v和100v。所得的九电平输出电压峰值为200v。其中感性负载z2下第一电容器c1和第二电容器c2两端的直流电压如图4-3所示。仿真波形与分析情况一致。

在负载z2下母线电压vbus的fft分析如图4-4所示。可以看出，与基频分量相比，奇数阶谐波大量衰减，而基频分量的频率与输出电压相同。即低thd是通过本文介绍的具有更少组件的九级逆变器获得的。另一方面，图4-4展示的母线电压vbus的thd为16.89％。

图4-5是所提基本单元拓扑在感性负载z2下调制指数m的动态变化波形。随着调制指数从0.2到1的逐渐增大，输出电压和电流波形电能质量随之提升。并且，调制指数m动态变化时，其动态性能并未降低。

图4-6展示了所提基本单元拓扑，在突加负载情况下的关键波形情况。图4-6是从空载突变到感性负载z2情况下的母线电压vbus，输出电压vout和输出电流iout的波形图，突加负载情况下输出电压稳定不变，输出电流能够平滑过渡。

为了进一步验证九电平开关电容逆变器基本单元拓扑的可行性，采用如图9所示的实验原型。实验电路参数和设备规格见表3。

表3九电平开关电容逆变器基本单元拓扑实验验证参数

系统的控制由stm32h750vbt6型号的单片机实现，系统直流侧电压50v，调制指数为0.9。采用负载为45ω的纯阻性负载，滤波电感为自绕制，大小为1.1mh，滤波电容为8μf，开关频率为10khz，输出基波频率为50hz。

如图5-2(a)所示，在纯阻性负载下，输出电压和具有相同的输出相位。图5-2(b)显示了主电路中两个两端的直流电压波形图，实验情况和仿真完全一致，电压波动较小。

图5-3显示了调制指数动态变化时的实验结果。图5-3(a)中当调制指数从0.2增加到0.6时，输出母线电压由3电平输出过渡到7电平输出，过渡的动态性能良好。图5-3(b)显示了调制指数从0.9减少到0.4的动态变化情况，此时输出母线电压对应电平从9电平输出过渡到5电平输出，当输出电平减少时，输出波形依旧稳定。图5-4显示了所本文介绍的基本单元九电平开关电容逆变器负载突然变化下的实验结果。当突加负载时，实验波形与仿真一致。

以上仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。