一种H桥级联型STATCOM直流侧电压二倍频波动抑制方法

一种h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动抑制方法
技术领域
1.本发明涉及电力电子控制领域，特别是涉及一种h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动抑制方法。


背景技术：

2.随着科技和工业的发展，配电系统中诸如电力牵引机车、电弧炉、大功率电机和变压器等大容量无功设备不断增加，使得电网功率因数低下。功率因数过低会导致线路损耗增加，电网效率降低，甚至引起电网崩溃等问题；另外随着电力电子及技术和新能源发电技术的发展，电网中接入了大量诸如整流器、逆变器、不间断电源等非线性负载，给电网造成冲击，引起电压波动闪变，电压谐波含量增加。无功补偿技术通过在配电系统中加入无功补偿装置以提高电网功率因数，通过向电网输入无功功率来平衡非线性负载导致的失衡，从而改善电能质量，增强电网的负载能力。statcom是现代最为先进的无功补偿装置，通过不同的控制既可发出无功功率，也可吸收无功功率，从而实现对电网中感性无功和容性无功的补偿，显著提升电网的效率，成为柔性交流输电系统和智能电网的研究热点。h桥级联型statcom是多电平技术与无功补偿技术相结合的产物，适用于中高压大功率场合，具有结构简单、模块化、冗余度高、输出谐波小和可直接挂网等特点，是当下研究最多的无功补偿拓扑之一。
3.h桥级联型statcom其直流侧电压存在固有的二倍频波动问题，传统的做法是在h桥直流侧并联一个大容值的电解电容，以减小电压二倍频波动，但是电解电容存在着电解液易挥发、寿命短、耐压值低、需频繁更换等问题，很大程度上影响了statcom装置的可靠性。所以工业中人们考虑用薄膜电容代替电解电容，而相较于电解电容，薄膜电容的功率密度较低，相同的容值和波动抑制效果下，薄膜电容的体积较大，从而使得statcom装置整体的体积增加，功率密度降低，另外薄膜电容很难达到较大容值。所以研究者们考虑对h桥直流侧电压进行波动抑制，这样在小波动的情况下，只需在其直流侧并联一个小容值薄膜电容即可，从而达到在减小装置体积的同时增加装置的寿命和可靠性。
4.目前，h桥级联型statcom其直流侧电压二倍频波动抑制方法主要有两种。一种是从控制策略入手，通过在调制波中叠加3倍频零序电压，将二倍频波动降为4倍频波动，理论上使波动幅值减半，但是这要求较大的剩余调制度和较高的直流侧电压，此外还会引起输出电压畸变，且实际的二倍频波动抑制效果并不好。另一种是从拓扑结构入手，通过在h桥直流侧并联一个有源功率解耦电路，即直流有源滤波器，将h桥直流侧的二倍频波动转移到解耦电路的辅助电容上，这样h桥直流侧不存在二倍频波动，其直流侧电容只起到电压支撑的作用，只需要一个很小的薄膜电容即可，但是这需要增加额外的功率器件，又会使得整体系统的成本和体积增加。所以对h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动抑制进行研究是非常有必要的。


技术实现要素：

5.本发明的目的就是为了克服现有技术存在的不足，在不增加功率开关管的前提下，基于有源功率解耦技术，提出一种h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动抑制方法。具体技术实施方案如下：
6.本发明提供一种h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动抑制方法,具体包括如下步骤：
7.s1，构建h桥级联型statcom主电路，包括三相，其中所述三相的每一相都包括若干个h桥模块和一个滤波电感，所述三相采用星形连接，且所述三相完全相同，所述h桥模块包括第一桥臂和第二桥臂；
8.s2，基于所述三相中第一相各h桥模块反馈的直流侧电压和负载电流，获得含零序电流的并网电流值，基于所述含零序电流的并网电流值进行零序电流分离，获得第一相并网电流；
9.s3，基于第一相的第i个h桥模块的反馈，获得反馈并网电流，基于所述反馈并网电流获得输出参考电压；
10.s4，对所述第一相的第i个h桥模块反馈的直流侧电压进行均衡控制，获得电压偏移量；
11.s5，在所述第一相的第i个h桥模块中，基于所述输出参考电压和所述电压偏移量，获得第一桥臂的驱动信号，基于所述第一桥臂的驱动信号，对所述第一桥臂采用载波移相调制进行调制驱动，实现直流侧的功率交换；
12.s6，基于所述第一相各h桥模块反馈的直流侧电压获得直流侧电压平均值，基于所述直流侧电压平均值获得解耦电流；
13.s7，在所述第一相的第i个h桥模块中，基于所述解耦电流，获得第二桥臂的驱动信号，基于所述第二桥臂的驱动信号，对所述第二桥臂采用载波移相调制进行调制驱动，用于对二倍频功率的解耦控制，降低h桥模块直流侧电压二倍频波动。
14.优选地，所述每个h桥模块包括4个开关管、2个解耦电容，1个解耦电感；
15.其中所述4个开关管以中间为界限分为左右两部分，左部分包括左上开关管和左下开关管，为第一桥臂；右部分包括右上开关管和右下开关管，为第二桥臂；
16.所述解耦电感的一端连接在所述第二桥臂的中点，另一端连接在两个所述解耦电容的中点。
17.优选地，所述s2中的获得含零序电流的并网电流值的方法为：
18.s2.1，将第一相各个h桥模块反馈回来的直流侧电压求取平均值，获得直流侧电压平均值，用所述直流侧电压平均值与各直流侧电压值作差，将差值输入pi控制器获得有功电流幅值，所述有功电流幅值与第一相电网电压相角的正弦值相乘，获得有功电流值；
19.s2.2，基于单相无功电流提取技术对所述负载电流进行提取，获得无功电流值；
20.s2.3，将所述有功电流值和所述无功电流值相加，得到含零序电流的并网电流值。
21.优选地，所述s2中的零序电流分离的方法为：
22.将得到的各相含零序电流的并网电流值相加求和，将所述和乘以
‑
1获得需要分离的零序电流，基于所述需要分离的零序电流和各相含零序电流的并网电流值获得零序电流偏移量，所述零序电流偏移量与所述含零序电流的并网电流值相加，完成零序电流分离。
23.优选地，所述s3中获得输出参考电压的方法为：
24.将所述反馈并网电流与所述第一相并网电流的差值输入准pr控制器后获得所述输出参考电压。
25.优选地，所述s4中进行均衡控制的方法为：
26.将所述直流侧电压与所述直流侧电压平均值的差输入p控制器，将所述p控制器的输出与所述反馈并网电流相乘，获得所述电压偏移量，完成均衡控制。
27.优选地，所述s5中驱动信号的获得方法：
28.将所述输出参考电压与所述电压偏移量的和除以直流侧电压的总和，即为所述驱动信号。
29.优选地，所述s5中的调制驱动具体为：
30.在第一桥臂中，当所述驱动信号大于或等于三角载波时，驱动所述左上开关管导通，关断左下开关管；当所述驱动信号小于所述三角载波时，驱动所述左下开关管导通，关断左上开关管。
31.优选地，所述s6中获得解耦电流的方法：
32.基于所述直流侧电压平均值与直流侧电压值的差，进行90
°
延时，获得延时后的值，将所述差和所述延时后的值经过如下矩阵t变化：
[0033][0034]
其中，x代表第一相，代表第一相的电网角度；
[0035]
将经过矩阵变化后的值作为pr控制器的输入，所述pr控制器的输出为解耦电流。
[0036]
优选地，所述s7中的调制驱动具体为：
[0037]
在第二桥臂中，当所述驱动信号大于或等于三角载波时，驱动所述右上开关管导通，关断右下开关管；当所述驱动信号小于所述三角载波时，驱动所述右下开关管导通，关断右上开关管。
[0038]
本发明公开了以下技术效果：
[0039]
1)本发明在不增加功率开关管的前提下，基于有源功率解耦技术，可大幅降低h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动，将波动降低至
±
2v以内，h桥直流侧只需一个很小的薄膜电容，实现了在较好抑制二倍频波动的同时减小装置体积，降低成本；
[0040]
2)本发明结合了级联多电平技术、有源功率解耦技术和三相分相独立控制技术，在保证传统级联h桥多电平技术优势的同时，可大幅降低h桥直流侧电压二倍频波动，并且对三相不平衡电网具有较强的适应性，此外控制简单，实现容易。
附图说明
[0041]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0042]
图1为传统h桥级联型statcom电路拓扑图；
[0043]
图2为本发明的h桥级联型statcom电路拓扑图；
[0044]
图3为本发明的h桥级联型statcom一相的等效电路图；
[0045]
图4为本发明的h桥级联型statcom控制框架图；
[0046]
图5为传统h桥级联型statcom各个h桥模块直流侧电压波形；
[0047]
图6为本发明的h桥级联型statcom各个h桥模块直流侧电压波形；
[0048]
图7为传统h桥级联型statcom三相输出电压波形；
[0049]
图8为本发明控制下的h桥级联型statcom三相输出电压波形；
[0050]
图9为本发明的h桥级联型statcom解耦电容上的电压波形。
具体实施方式
[0051]
现详细说明本发明的多种示例性实施方式，该详细说明不应认为是对本发明的限制，而应理解为是对本发明的某些方面、特性和实施方案的更详细的描述。
[0052]
应理解本发明中所述的术语仅仅是为描述特别的实施方式，并非用于限制本发明。另外，对于本发明中的数值范围，应理解为还具体公开了该范围的上限和下限之间的每个中间值。在任何陈述值或陈述范围内的中间值以及任何其他陈述值或在所述范围内的中间值之间的每个较小的范围也包括在本发明内。这些较小范围的上限和下限可独立地包括或排除在范围内。
[0053]
除非另有说明，否则本文使用的所有技术和科学术语具有本发明所属领域的常规技术人员通常理解的相同含义。虽然本发明仅描述了优选的方法和材料，但是在本发明的实施或测试中也可以使用与本文所述相似或等同的任何方法和材料。本说明书中提到的所有文献通过引用并入，用以公开和描述与所述文献相关的方法和/或材料。在与任何并入的文献冲突时，以本说明书的内容为准。
[0054]
在不背离本发明的范围或精神的情况下，可对本发明说明书的具体实施方式做多种改进和变化，这对本领域技术人员而言是显而易见的。由本发明的说明书得到的其他实施方式对技术人员而言是显而易见的。本申请说明书和实施例仅是示例性的。
[0055]
关于本文中所使用的“包含”、“包括”、“具有”、“含有”等等，均为开放性的用语，即意指包含但不限于。
[0056]
本发明中所述的“份”如无特别说明，均按质量份计。
[0057]
实施例1
[0058]
本发明提供一种h桥级联型statcom直流侧电压二倍频波动抑制方法,具体包括如下步骤：
[0059]
s1，构建h桥级联型statcom主电路，包括三相，其中所述三相的每一相都包括若干个h桥模块和一个滤波电感，所述三相采用星形连接，且所述三相完全相同，所述h桥模块包括第一桥臂和第二桥臂；
[0060]
s2，基于所述三相中第一相各h桥模块反馈的直流侧电压和负载电流，获得含零序电流的并网电流值，基于所述含零序电流的并网电流值进行零序电流分离，获得第一相并网电流；
[0061]
s3，基于第一相的第i个h桥模块的反馈，获得反馈并网电流，基于所述反馈并网电流获得输出参考电压；
[0062]
s4，对所述第一相的第i个h桥模块反馈的直流侧电压进行均衡控制，获得电压偏
移量；
[0063]
s5，在所述第一相的第i个h桥模块中，基于所述输出参考电压和所述电压偏移量，获得第一桥臂的驱动信号，基于所述第一桥臂的驱动信号，对所述第一桥臂采用载波移相调制进行调制驱动，实现直流侧的功率交换；
[0064]
s6，基于所述第一相各h桥模块反馈的直流侧电压获得直流侧电压平均值，基于所述直流侧电压平均值获得解耦电流；
[0065]
s7，在所述第一相的第i个h桥模块中，基于所述解耦电流，获得第二桥臂的驱动信号，基于所述第二桥臂的驱动信号，对所述第二桥臂采用载波移相调制进行调制驱动，用于对二倍频功率的解耦控制，降低h桥模块直流侧电压二倍频波动。
[0066]
优选地，所述每个h桥模块包括4个开关管、2个解耦电容，1个解耦电感；
[0067]
其中所述4个开关管以中间为界限分为左右两部分，左部分包括左上开关管和左下开关管，为第一桥臂；右部分包括右上开关管和右下开关管，为第二桥臂；
[0068]
所述解耦电感的一端连接在所述第二桥臂的中点，另一端连接在两个所述解耦电容的中点。
[0069]
优选地，所述s2中的获得含零序电流的并网电流值的方法为：
[0070]
s2.1，将第一相各个h桥模块反馈回来的直流侧电压求取平均值，获得直流侧电压平均值，用所述直流侧电压平均值与各直流侧电压值作差，将差值输入pi控制器获得有功电流幅值，所述有功电流幅值与第一相电网电压相角的正弦值相乘，获得有功电流值；
[0071]
s2.2，基于单相无功电流提取技术对所述负载电流进行提取，获得无功电流值；
[0072]
s2.3，将所述有功电流值和所述无功电流值相加，得到含零序电流的并网电流值。
[0073]
优选地，所述s2中的零序电流分离的方法为：
[0074]
将得到的各相含零序电流的并网电流值相加求和，将所述和乘以
‑
1获得需要分离的零序电流，基于所述需要分离的零序电流和各相含零序电流的并网电流值获得零序电流偏移量，所述零序电流偏移量与所述含零序电流的并网电流值相加，完成零序电流分离。
[0075]
优选地，所述s3中获得输出参考电压的方法为：
[0076]
将所述反馈并网电流与所述第一相并网电流的差值输入准pr控制器后获得所述输出参考电压。
[0077]
优选地，所述s4中进行均衡控制的方法为：
[0078]
将所述直流侧电压与所述直流侧电压平均值的差输入p控制器，将所述p控制器的输出与所述反馈并网电流相乘，获得所述电压偏移量，完成均衡控制。
[0079]
优选地，所述s5中驱动信号的获得方法：
[0080]
将所述输出参考电压与所述电压偏移量的和除以直流侧电压的总和，即为所述驱动信号。
[0081]
优选地，所述s5中的调制驱动具体为：
[0082]
在第一桥臂中，当所述驱动信号大于或等于三角载波时，驱动所述左上开关管导通，关断左下开关管；当所述驱动信号小于所述三角载波时，驱动所述左下开关管导通，关断左上开关管。
[0083]
优选地，所述s6中获得解耦电流的方法：
[0084]
基于所述直流侧电压平均值与直流侧电压值的差，进行90
°
延时，获得延时后的
值，将所述差和所述延时后的值经过如下矩阵t变化：
[0085][0086]
其中，x代表第一相，代表第一相的电网角度；
[0087]
将经过矩阵变化后的值作为pr控制器的输入，所述pr控制器的输出为解耦电流。
[0088]
优选地，所述s7中的调制驱动具体为：
[0089]
在第二桥臂中，当所述驱动信号大于或等于三角载波时，驱动所述右上开关管导通，关断右下开关管；当所述驱动信号小于所述三角载波时，驱动所述右下开关管导通，关断右上开关管。
[0090]
实施例2
[0091]
图2所示为本发明的h桥级联型statcom主电路拓扑，包括a、b、c三相，三相采用星形连接，在理想情况下，三相完全对称，各元器件参数相同。在该实施例中一相共有10个h桥模块和一个滤波电感l，每个h桥模包含4个开关管、2个解耦电容c
xi1
和c
xi2
(x＝a、b、c，表示abc三相中的一相；i＝1,2,
…
,10，表示x相的第i个h桥模块)、一个解耦电感l
xi
；每个h桥模块的4个开关管分为左右两个桥臂，在本发明中分别称为第一桥臂和第二桥臂，解耦电感的一端连接在第二桥臂的中点，另一端连接在两解耦电容的中点。对比于图1所示的传统h桥级联型statcom，只是每个h桥的直流侧多了一个解耦电容和一个解耦电感，没有增加额外的功率开关器件。
[0092]
本发明的工作原理如下：
[0093]
本发明采用的控制整体上为分相独立控制，即三相独立控制。每一相的控制有两个目标，一是通过控制各个h桥模块的第一个桥臂的开通关断，以完成交直流侧的功率交换、实现无功补偿；二是通过控制各个h桥模块的第二个桥臂的开通关断，以实现有源功率解耦，消除直流侧电压二倍频波动。第一个桥臂的控制是双闭环控制，即并网电流内环控制和直流侧电压外环控制。电压外环控制又包括整体电压控制和h桥模块电压均衡控制两部分。第二个桥臂的控制是单闭环控制，即解耦电流控制。相邻两个h桥模块基于载波移相spwm技术对开关管进行调制驱动。
[0094]
理想情况下，三相各h桥模块元器件参数相同，控制原理类似，不同之处在于各相参考的电网角度不一样，b相滞后a相120
°
，c相滞后b相120
°
。所以为简化分析，这里只以其中的一相为例进行控制原理的推导分析。其中一相的简化等效电路如图3所示，不考虑变换器的有功损耗，则pcc点电压和statcom输出电流表达式可表示为：
[0095]
e1：
[0096]
其中，u
sx
、i
ox
分别为的u
sx
和i
ox
的幅值，θ为i
ox
的初相角，补偿感性负载时，θ＝π/2，补偿容性负载时，θ＝
‑
π/2；这样，交流侧的瞬时功率可表示为：
[0097]
e2：e2：
[0098]
为对e2中的交流波动部分进行补偿，h桥模块两个解耦电容的电压被调制成：
[0099]
e3：
[0100]
其中，u
dcx
是x(x＝a、b、c)相的直流侧电压，n是级联模块数，u
c
是一个模块的直流侧电压交流部分的幅值，δ
x
是交流部分相对于x相电网电压的初相角。这样两电容和解耦电感l
x
上的电流可表示为：
[0101]
e4：
[0102]
e5：i
lxi
＝i
cxi1
‑
i
cxi2
＝ω(c
xi1
+c
xi2
)u
c
cos(ωt+δ
x
)
[0103]
根据e3、e4、e5可计算出x相直流侧瞬时功率为：
[0104]
e6：
[0105]
当直流侧分裂电容完全匹配时，即c
xi1
＝c
xi2
＝c，则上式可以简化为：
[0106]
e7：
[0107]
为了消除直流侧二倍频电压，令e7和e2中的时变项相等，可以解得e8：
[0108]
结合e8和e3，将h桥的两个解耦电容电压调制成e3所示的形式即可实现有源功率解耦，消除h桥直流侧电压二倍频波动。
[0109]
图4为本发明的h桥级联型statcom控制框架图，即本发明的概括图，具体实现包括如下步骤：
[0110]
步骤1：根据x(x＝a、b、c，表示abc三相中的一相，本发明中的x都是这个含义)相的直流侧电压控制和x相的负载电流计算出x相的并网电流给定其中，该部分包括含零序电流的并网电流给定i
xz
的计算和零序电流分离两个环节；
[0111]
步骤2：对x相的并网电流i
ox
进行控制生成x相的输出参考电压u
ox
；
[0112]
步骤3：对x相的第i个h桥模块单元直流侧电压控制生成该模块电压偏移量δu
xi
，即对x相的各个h桥模块直流侧电压进行均衡控制；
[0113]
步骤4：利用u
ox
和δu
xi
生成x相第i个h桥模块第一桥臂的驱动信号，采用载波移相
调制技术对该h桥模块的第一个桥臂进行调制驱动，以实现交直流侧的功率交换；
[0114]
步骤5：利用x相的直流侧电压均值u
av
‑
x
生成x相解耦电流的给定值其中该部分包括波动电压降频环节和特征频率量提取环节；
[0115]
步骤6：对解耦电流i
lxi
进行控制生成x相第i个h桥模块第二个桥臂的驱动信号，采用载波移相调制技术对该h桥模块的第二个桥臂进行调制驱动，以实现对二倍频功率的解耦控制，从而降低h桥模块直流侧电压二倍频波动。
[0116]
进一步的，所述步骤1中x相含零序电流的并网电流给定i
xz
的计算方法为：
[0117]
将x相各个h桥模块反馈回来的直流侧电压求取平均值u
av
‑
x
，接着用u
av
‑
x
与直流侧电压给定值作差，差值经过pi控制器以后得到x相有功电流给定幅值，该幅值再与x相电网电压相角的正弦值相乘，得到的乘积即为x相有功电流给定值；将x相的负载电流经过单相无功电流提取技术得到x相的无功电流给定值；将x相的有功电流给定值和无功电流给定值相加得到x相含零序电流的并网电流给定i
xz
。
[0118]
进一步的，所述步骤1中零序电流分离的方法为：
[0119]
将得到的各相含零序电流的并网电流给定i
xz
相加求和，将该和乘以
‑
1得到需要分离的零序电流
‑
i
z
，接着利用
‑
i
z
和各相的i
xz
求出x相的零序电流偏移量δi
xz
，δi
xz
与之前求得的i
xz
相加得到x相的并网电流给定值从而实现三相零序电流分离。
[0120]
进一步的，所述步骤2中对x相的并网电流i
ox
进行控制生成x相的输出参考电压u
ox
的具体方法为：
[0121]
反馈回来的x相并网电流i
ox
与之前求得的并网电流给定作差，差值经过准pr控制器后得到x相的输出参考电压u
ox
。
[0122]
进一步的，所述步骤3中对x相的各个h桥模块直流侧电压进行均衡控制的方法为：
[0123]
用x相第i个h桥模块的直流侧电压u
dcxi
与x相直流侧电压均值u
av
‑
x
作差，将差值输入p控制器，p控制器的输出与x相并网电流i
ox
相乘，乘积即为x相第i个h桥模块的电压偏移量δu
xi
。
[0124]
进一步的，所述步骤4中对x相第i个h桥模块第一桥臂的调制驱动方法为：
[0125]
将之前求得的x相输出参考电压u
ox
与之前求得的电压偏移量δu
xi
相加，相加之和再除以x相h桥模块直流侧电压的总和u
dcx
，得到的商即为x相第i个h桥模块第一桥臂的驱动信号u
rxi
，基于载波移相调制技术，用u
rxi
与三角载波比较产生该桥臂两管子的驱动信号，u
rxi
大于或等于三角载波时驱动该桥臂的上管导通，同时下管关断，u
rxi
小于三角载波时驱动该桥臂下管导通，同时上管关断。
[0126]
进一步的，所述步骤5中x相解耦电流的给定值的计算方法为：
[0127]
对x相各个h桥模块直流侧电压求取平均值得到u
av
‑
x
，接着用u
av
‑
x
与直流侧电压给定值作差，接着对差值进行90
°
延时，将差值和延时以后的值一同经过矩阵变换，从而实现给定信号降频，用于变换的矩阵为：
[0128]
e9：
[0129]
其中，φ
x
为x相的电网角度；
[0130]
将变换矩阵的输出作为pr控制器的输入，pr控制器的输出即为x相解耦电流的给定值
[0131]
进一步的，所述步骤6中对x相第i个h桥模块第二桥臂进行调制驱动以实现二倍频波动抑制的方法为：
[0132]
将x相第i个h桥模块的解耦电流i
lxi
与x相解耦电流的给定值作差，差值经过p控制器，p控制器的输出再除以该模块的直流侧电压u
dcxi
，得到的商即为x相第i个h桥模块第二桥臂的调制信号u
dxi
，基于载波移相调制技术，用u
dxi
与三角载波比较产生该模块第二桥臂两管子的驱动信号，u
dxi
大于或等于三角载波时驱动该桥臂的上管导通，同时下管关断，u
dxi
小于三角载波时驱动该桥臂下管导通，同时上管关断，从而在不增加功率开关管的情况下实现x相各个h桥模块直流侧电压的二倍频波动抑制。
[0133]
进一步的，利用
‑
i
z
和各相的i
xz
求出x相的零序电流偏移量δi
xz
的方法，具体包括：
[0134]
1)将
‑
i
z
经过符号函数得到
‑
i
z
的方向值，将三相含零序电流的并网电流给定i
xz
分别经过符号函数得到i
xz
的方向值，接着将
‑
i
z
的方向值分别与三相i
xz
的方向值取异或，即可判断出
‑
i
z
所在扇区；
[0135]
2)
‑
i
z
经过虚拟三相锁相环技术可得到
‑
i
z
的角度φ
z
；
[0136]
3)利用
‑
i
z
、
‑
i
z
的角度φ
z
、扇区编号和三相电网的角度即可求出三相零序电流偏移量δi
xz
。
[0137]
依据上述流程进行控制方法设计，利用matlab/simulink进行仿真实验，验证本发明的有效性，仿真参数如表1所示：
[0138]
表1
[0139][0140]
图5给出了传统h桥级联型statcom各个h桥模块直流侧电压波形，可以看出此时三相直流侧电压达到均衡状态，三相直流侧电压均值相等，u
av
‑
a
＝u
av
‑
b
＝u
av
‑
c
＝950v，但是存在较大的二倍频波动，δu
dc
＝160v；图6给出了本发明的h桥级联型statcom各个h桥模块直流侧电压波形，可以看出在本发明方法的控制下三相直流侧电压相等，同时直流侧电压的二倍频波动被抑制，直流侧电压波形基本呈一条直线，只有大约
±
2v的高次谐波；图7给出了传统h桥级联型statcom三相输出电压波形，可以看到由于直流侧电压较大的二倍频波动，statcom输出电压带有波动，电平不是规则的矩形；图8给出了本发明控制下的h桥级联型statcom三相输出电压波形，可以看到由于h桥直流侧电压二倍频波动被抑制，此时statcom的输出电压平整，电平近似矩形；图9给出了本发明的h桥级联型statcom三相两解耦电容上的电压波形，可以看到两解耦电容上的电压波动频率相等，都等于电网频率，同时幅值相反，波动部分相互抵消，所以h桥的直流侧整体上呈现无波动状态，这也和之前的理论推导相合。
[0141]
以上所述的实施例仅是对本发明的优选方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。