一种无电容型十三电平逆变电路

本发明属于电力电子研究领域，具体公开了一种多电平逆变器拓扑结构。

背景技术：

逆变电路被广泛应用于生产生活中，例如车载逆变、电机驱动、高压直流输电和微电网等相关领域。其中多电平逆变电路因其较低的器件应力、输出电压谐波含量较小和较低的开关频率等优点得到了学界和工业界的广泛关注。

主流多电平逆变器主要包含三类：中点钳位型、飞跨电容型、级联h桥型和开关电容型。中点钳位型和飞跨电容型的应用受限于其电容电压不平衡，且其所需开关器件的数量较多。级联h桥型的缺陷主要在于其需要多个独立的直流电源和大量的开关管来产生较多的电平输出，这将会增加电路的成本和控制的复杂性。开关电容型在高压应用场合往往需要大容量、高耐压值的电解电容，其较大的体积和成本将会限制其在相关场合的应用。

技术实现要素：

本发明为克服现有的十三电平逆变电路需要大容量、高耐压值的电解电容，导致电路体积和成本高昂的技术缺陷，提供一种无电容型十三电平逆变器拓扑结构

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种多电平逆变器拓扑结构，包括第一单向开关s1、第二单向开关s2、第三单向开关s7、第四单向开关s8、第一双向开关s3、第二双向开关s4、第三双向开关s5、第四双向开关s6、第一直流电源1udc、第二直流电源2udc、第三直流电源3udc；

第一单向开关s1的漏极和第三单向开关s7的漏极相连，第一单向开关s1的源极和第二单向开关s2的漏极相连；第二单向开关s2的漏极和负载的正电位端相连，第二单向开关s2的源极和第四单向开关s8的源极相连；

第一双向开关s3的第一漏极和第一单向开关s1的源极相连，第一双向开关s3的第二漏极和第三双向开关s5的第二漏极相连；第二双向开关s4的第一漏极和第一单向开关s1的源极相连，第二双向开关s4的第二漏极和第四双向开关s6的第二漏极相连；

第三双向开关s5的第一漏极和第三单向开关s7的源极相连，第三双向开关s5的第二漏极和第一直流电源1udc的负极相连；第四双向开关s6的第一漏极和第三单向开关s7的源极相连，第四双向开关s6的第二漏极和第三直流电源3udc的负极相连；

第三单向开关s7的漏极和第一直流电源1udc的正极相连，第三单向开关s7的源极和第四单向开关s8的漏极相连；第四单向开关s8的漏极和负载的负电位端相连，第四单向开关s8的源极和第二直流电源2udc的负极相连；

第一直流电源1udc的负极与第三直流电源3udc的正极相连，第三直流电源3udc的负极和第二直流电源2udc的正极相连。

进一步的，第一单向开关s1、第二单向开关s2、第三单向开关s7、第四单向开关s8、第一双向开关s3、第二双向开关s4、第三双向开关s5、第四双向开关s6均为功率开关管。

进一步的，所述第一双向开关、第二双向开关、所述第三双向开关、所述第四双向开关均为两个mosfet背靠背连接构成

进一步的，所述第一双向开关、第二双向开关、所述第三双向开关、所述第四双向开关均为两个igbt背靠背连接构成

进一步的，所述第一单向开关、第二单向开关、第三单向开关、第四单向开关均为mosfet

进一步的，所述第一单向开关、第二单向开关、第三单向开关、第四单向开关均为igbt

与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

本发明公开一种十三电平逆变电路拓扑结构，无需电容且仅需更少的开关管即可实现十三电平的交流电输出，降低了电路的成本和体积，有利于逆变器的小型化和轻型化，减小其占地面积和建设成本。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1为本发明实施例中十三电平逆变电路拓扑结构。

图2为本发明实施例中十三电平逆变电路拓扑不同工作模态结构示意图

图3为本发明实施例中十三电平逆变电路拓扑结构十三电平工作波形图。

图4为本发明实施例中开关选择图。

图5为本发明实施例中十三电平逆变电路方案实施流程图。

图6为本发明实施例中十三电平逆变电路输出电压仿真结果图。

图7为本发明实施例中十三电平逆变电路输出电压、电流实验结果图。

具体实施方式

为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。

如图1所示，本发明提出一种多电平逆变器拓扑结构，图中单向开关可采用n沟道型mosfet，如图4(a)所示，也可采用n沟道型igbt，如图4(b)所示。双向开关可采用背靠背连接方式的mosfet或igbt，如图4(c)和4(d)所示。为方便阐述，开关管以n沟道mosfet为例描述电路的连接方式，其中双向开关的两个漏极分别命名为第一漏极和第二漏极。

本发明多电平逆变器拓扑包括第一单向开关s1、第二单向开关s2、第三单向开关s7、第四单向开关s8、第一双向开关s3、第二双向开关s4、第三双向开关s5、第四双向开关s6、第一直流电源1udc、第二直流电源2udc、第三直流电源3udc；

所述第一单向开关s1的漏极和第三单向开关s7的漏极相连，第一单向开关s1的源极和第二单向开关s2的漏极相连；第二单向开关s2的漏极和负载的正电位端相连，第二单向开关s2的源极和第四单向开关s8的源极相连；

更具体的，第一双向开关s3的第一漏极和第一单向开关s1的源极相连，第一双向开关s3的第二漏极和第三双向开关s5的第二漏极相连；第二双向开关s4的第一漏极和第一单向开关s1的源极相连，第二双向开关s4的第二漏极和第四双向开关s6的第二漏极相连；

更具体的，第三双向开关s5的第一漏极和第三单向开关s7的源极相连，第三双向开关s5的第二漏极和第一直流电源1udc的负极相连；第四双向开关s6的第一漏极和第三单向开关s7的源极相连，第四双向开关s6的第二漏极和第三直流电源3udc的负极相连；

更具体的，第三单向开关s7的漏极和第一直流电源1udc的正极相连，第三单向开关s7的源极和第四单向开关s8的漏极相连；第四单向开关s8的漏极和负载的负电位端相连，第四单向开关s8的源极和第二直流电源2udc的负极相连；

更具体的，第一直流电源1udc的负极与第三直流电源3udc的正极相连，第三直流电源3udc的负极和第二直流电源2udc的正极相连。。

更具体的，第一单向开关s1、第二单向开关s2、第三单向开关s7、第四单向开关s8、第一双向开关s3、第二双向开关s4、第三双向开关s5、第四双向开关s6均为功率开关管，有利于各开关的控制，提高多电平逆变器拓扑结构的电平输出控制；

更具体的，所述第一单向开关、第二单向开关、第三单向开关、第四单向开关均为mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，金属-氧化层半导体场效应管)

更具体的，所述第一单向开关、第二单向开关、第三单向开关、第四单向开关均为igbt(insulatedgatebipolartransistor,绝缘栅双极型晶体管)

更具体的，所述第一双向开关、第二双向开关、所述第三双向开关、所述第四双向开关均为两个mosfet背靠背连接构成

更具体的，所述第一双向开关、第二双向开关、所述第三双向开关、所述第四双向开关均为两个igbt背靠背连接构成

在具体实施过程中，第一直流电源1udc取1个输出电平，第二直流电源2udc取2个输出电平，第三直流电源3udc取3个输出电平；

该逆变电路的工作模态如图2所示

1udc电平：如图2(a)所示。开关管s1、s5导通，其余开关管关断。直流电源1udc单独向负载供电，输出电压uo为1udc。

2udc电平：如图2(b)所示。开关管s4、s8导通，其余开关管关断。直流电源2udc单独向负载供电，输出电压uo为2udc。

3udc电平：如图2(c)所示。开关管s3、s6导通，其余开关管关断。直流电源3udc单独向负载供电，输出电压uo为3udc。

4udc电平：如图2(d)所示。开关管s1、s6导通，其余开关管关断。直流电源1udc和3udc串联共同向负载供电，输出电压uo为4udc。

5udc电平：如图2(e)所示。开关管s3、s8导通，其余开关管关断。直流电源2udc和3udc串联共同向负载供电，输出电压uo为5udc。

6udc电平：如图2(f)所示。开关管s1、s8导通，其余开关管关断。直流电源1udc、2udc和3udc串联共同向负载供电，输出电压uo为6udc。

-1udc电平：如图2(g)所示。开关管s3、s7导通，其余开关管关断。直流电源1udc单独向负载供电，此时输出电流反向，输出电压uo为-1udc。

-2udc电平：如图2(h)所示。开关管s2、s6导通，其余开关管关断。直流电源2udc单独向负载供电，此时输出电流反向，输出电压uo为-2udc。

-3udc电平：如图2(i)所示。开关管s4、s5导通，其余开关管关断。直流电源3udc单独向负载供电，此时输出电流反向，输出电压uo为-3udc。

-4udc电平：如图2(j)所示。开关管s4、s7导通，其余开关管关断。直流电源1udc和3udc串联共同向负载供电，此时输出电流反向，输出电压uo为-4udc。

-5udc电平：如图2(k)所示。开关管s2、s5导通，其余开关管关断。直流电源2udc和3udc串联共同向负载供电，此时输出电流反向，输出电压uo为-5udc。

-6udc电平：如图2(l)所示。开关管s2、s7导通，其余开关管关断。直流电源1udc、2udc和3udc串联共同向负载供电，此时输出电流反向，输出电压uo为-6udc。

0udc电平：如图2(m)所示。开关管s2、s8导通，其余开关管关断。此时输出电压uo为0udc。

由图2所示工作模态可得图3所示工作波形，本发明提出的逆变电路可采用最近电平逼近法和基频调制策略产生开关控制信号，开关管的导通θi(i＝1,2…6)可根据式(1)计算

由于正弦波的对称性，其余导通角可由θ1～θ6得出。其次可采用正弦调制波es与直线载波±ei(i＝1,2…6)相比较的方式产生开关的控制信号。调制波和载波的表达式为

es＝assin(2πft)(2)

ei＝assinθi(3)

其中as为调制波的幅值，f为输出频率，根据图3工作波形可得调制逻辑如式(4)所示。

其中，c(a,b)代表将a和b进行比较。当a>b时，c(a,b)＝1；当a<b时，c(a,b)＝0。当si＝1(i＝1,2…8)时，开关si导通；当si＝0(i＝1,2…8)时，开关si关断。

详细的开关逻辑如表1所示，其中1和0分别代表对应开关管的导通和关断。

表1是十三电平逆变电路的开关逻辑和输出电平。

表1逆变器的开关状态表

为验证本发明的可行性和有效性，在psim仿真软件中对本发明提出的逆变电路进行了仿真验证，仿真参数如下：输入直流电源udc＝10v，开关管开关频率为50hz，负载电阻r＝100ω。同时以相同的参数对所提电路进行了实验验证。

仿真和实验结果分别如图6和图7所示。可见输出电压为十三电平的阶梯波，其与正弦交流波形已非常接近。输出电压的幅值为60v，与理论分析一致。输出电压的周期为0.02s，和开关频率50hz相吻合。仿真和实验结果验证了所提电路的有效性和可行性。

仿真和实验结果符合预期目标，验证了所发明无电容十三电平电平逆变单元拓扑的有效性，该拓扑结构只用三个直流电源和四个单向开关、四个双向开关就可以产生十三电平的输出电压波形。降低了电路的成本和体积，有利于逆变器的小型化和轻型化，减小其占地面积和建设成本。