基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器及方法
本发明涉及一种开关型大功率的功率放大器，具体涉及一种基于并联交错多电平变换器的功率放大器。将给定的低压小电流信号放大为需要的高压大电流信号，用于硬件在环测试、电网故障模拟复现、并网变流器测试等场合场景。
背景技术：
近年来，光伏、风电等新能源发电得到快速发展，并网逆变器是实现高效安全并网的关键设备。为了提高并入电网的稳定性，需要测试它们在复杂电网环境下的动态行为，诸如电网电压和频率的变化、电压失真或者各种故障情况。通常，电网情况复杂多变，难以在真实电网环境下进行所有测试，所以这些测试都是通过大带宽的交流功率放大器来辅助完成的，该交流功率放大器可模拟电网的各种情况，输出电压失真非常低(总谐波失真低)，即输出电压质量高，并且能够提供几千瓦的输出功率。这些特性与完整的四象限运行能力相结合，可以在极端条件下仿真电网，并在合理的时间段内以合理的成本执行所需的测试。
总的来说，在电力系统中，交流功率放大器可用于硬件在环测试、电网故障模拟复现、并网变流器测试等场合。通常情况下采用传统的线性功率放大器，可以实现很高的动态性能和很高的信号质量，但是其体积大、效率低、功率等级低，难以满足高压大功率场合。另外，线性功率放大器不能轻易地处理双向功率流，即从诸如可再生能源逆变器系统反馈的功率只能在内部消耗。此外，未来的配电系统将会出现超过1khz的基频，因此需要具有输出千瓦级功率的超高带宽(＞100khz)功率放大器，来模拟谐波失真以及电压、频率的变化。当前可用的线性功率放大器带宽可达30khz，对于所需的应用场合来说仍然不够高。
开关型功率放大器开关器件工作于截至区和饱和区，有效提升了转换效率和功率等级。开关型功率放大器的基本原理如图1所示，首先输入一个小信号，与三角载波进行脉宽调制，产生pwm脉冲，然后去控制由直流电源供电的逆变器，最后通过lc滤波器输出一个经功率放大的信号。但是开关型功率放大器受限于电力电子开关器件的开关频率，如今开关型功率放大器的带宽仍较低。因此研究高保真、大带宽、高电压和大功率的开关型功率放大器对提高电力系统稳定具有重要意义。
本发明提出了一种基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器，通过功率单元间的并联交错，可实现mhz级的等效开关频率以及100khz的大带宽，同时开关损耗保持在较低水平。由于具有很高的等效开关频率，单级lc滤波器可达到很小的体积，从而整个功率放大器可实现极高的功率密度。
技术实现要素：
本发明的目的是提出一种基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器，首先npc三电平整流器采用传统的双闭环控制策略，将电网电压整流为稳定的直流电压，然后并联交错多电平变换器利用稳定的直流电压，采用载波移相调制技术以及基于准pr控制器的双闭环控制策略将小信号功率放大，最后经lc单级滤波器输出。可用在数字物理混合仿真、硬件在环测试、电网故障模拟复现、并网变流器测试等场合。
本发明采用下述技术方案：
一种基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器，包括整流单元、逆变单元、控制单元和滤波单元：所述整流单元采用npc三电平整流器，为逆变单元提供稳定的直流电压；逆变单元包括n个并联的功率单元，每个功率单元采用多电平飞跨电容桥臂拓扑，所有的功率单元直流侧共用同一组直流电压源，交流侧通过耦合电感输出；滤波单元处输出等效开关频率可达mhz级，可使用极小的单级lc滤波器；控制单元首先采用双闭环控制策略控制整流单元，其次采用载波移相调制技术以及基于准pr控制器的双闭环控制策略控制逆变单元，其中对于逆变单元，通过各个功率单元间的三角载波移相t/2n(t为三角载波周期，n为功率单元个数)角度，可以在较低的器件开关频率下实现很高的输出等效开关频率，从而可以改善功率放大器的输出谐波特性。
一种基于权利要求1所述的并联交错多电平变换器的开关型功率放大器的功率放大方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤a，引入电网电压，通过整流单元中的三电平中点钳位整流器，在控制单元的作用下，输出稳定的直流电压，为逆变单元提供直流电压源。
步骤b，逆变单元利用整流单元输出的稳定电压作为直流电压源，采用多个功率单元交错并联形式，在控制单元的作用下，在低开关频率下实现很高的等效开关频率。
步骤c，滤波单元采用单级lc滤波器，可滤除逆变单元输出信号中的大部分谐波，可以改善整个开关型功率放大器的输出谐波特性。
3.根据权利要求2所述的一种基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器的功率放大方法，其特征在于：所述步骤a中，整流单元采用三电平中点钳位(npc)整流器，npc整流器采用双闭环控制策略。
4.根据权利要求2所述的一种基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器的功率放大方法，其特征在于：所述步骤b包括以下步骤：
b1：逆变单元利用整流单元输出的直流电压，给n个并联的功率单元提供直流电压源。
b2：功率单元采用多电平飞跨电容桥臂拓扑，一方面能够产生大量的电平电压，另一方面能够将电压应力分布在多个开关器件之间，从而可以使功率器件耐压减小到vdc/(m-1)，可选择低压的功率器件。
b3：n个功率单元采用并联交错形式，彼此之间通过相移操作，可以大大降低总的输出电流纹波，同时，在输出电容处的有效开关频率可以堆叠到很高，可以大大减少滤波工作；
b4：控制单元采用载波移相调制以及基于准pr控制器的双闭环控制策略控制逆变单元。
5.根据权利要求4所述的一种基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器的功率放大方法，其特征在于：所述步骤b3采用载波移相调制技术，逆变器可输出的电平个数：
电平数＝(m-1)·n+1(1)
可输出的等效开关频率feff为：
feff＝n·(m-1)·fsw(2)
其中fsw表示器件的开关频率。
6.根据权利要求4所述的一种基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器的功率放大方法，其特征在于：所述步骤b4中，准pr控制器的传递函数表示为：
其中参数kp为比例系数，影响了低频与高频处的幅值增益以及相位裕度，kp越小，低频与高频处的幅值增益越小，但是kp过小时，系统的响应速度也会降低；参数kr为谐振系数，决定基波频率处的幅值增益，kr越大其增益越大；参数ωc为截止频率，决定系统的带宽，ωc越大系统带宽越大；ω0为基波角频率。
通过合理设计选择参数kp、kr、ωc，可以提高基频处的稳态误差以及系统的动态响应，得到一种高响应速度的开关型功率放大器。
7.根据权利要求2所述的一种基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器的功率放大方法，其特征在于：所述步骤c具体包括以下步骤：
c1：逆变单元中的每个功率单元通过耦合电感输出，可以抑制桥臂之间的环流，减小输出的纹波电流，输出的等效电感leq可表示为：
其中l0为耦合电感的自感，m0为耦合电感间的互感。滤波单元还包括一个滤波电容c。
c2：滤波单元采用一种滤波器设计空间的方法，可以得出等效电感leq和滤波电容c的取值范围。
8.根据权利要求7所述的一种基于并联交错多电平变换器的开关型功率放大器的功率放大方法，其特征在于：所述步骤c2具体包括以下步骤：
c21：滤波器电容电流ic小于交流输出电流幅值的30％。
ic≤0.3·iout,peak(5)
c22：电感电压小于交流输出电压的15％。
vl≤0.15vout,peak(6)
c23：最大输出电压纹波设置为交流输出电压峰峰值的1％，定义了滤波器的截至频率即lc乘积的最小值。
vout,pp≤0.01vout,peak(7)
c24：滤波器的谐振频率比最大输出频率至少高4倍，确定了lc乘积的最大值。
c25：最终由以上4条约束条件可以得出lc滤波器的设计空间。
本发明将步骤b2和步骤b3结合起来得到并联交错多电平变换器结构，可以在很低的开关频率下得到很高的等效开关频率,有效降低了开关损耗,且输出电压具有良好的谐波特性,减少了滤波器的体积从而降低成本；在损耗以及电流电压应力方面也提供了额外的自由度。采用基于准pr控制器的双闭环控制策略控制逆变单元，可以提高系统的稳态误差以及动态响应，得到一种高响应速度的开关型功率放大器。
本发明可实现一种四象限运行、高效、高等效开关频率、高带宽、高响应速度和大功率的开关型功率放大器。
附图说明
图1为本发明开关型功率放大器的基本原理图；
图2为本发明基于并联交错多电平变换器的功率放大器结构图；
图3为本发明整流单元中的npc三电平整流器拓扑；
图4为本发明npc三电平整流器的控制策略框图；
图5为本发明逆变单元中并联交错多电平变换器结构图；
图6为本发明载波移相调制技术的原理图；
图7为本发明逆变单元中功率单元的结构图；
图8为本发明基于准pr控制器的双闭环控制策略框图；
图9为本发明滤波器的设计空间示意图。
具体实施方式
下面将结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进行完整、清晰地描述。
如图2所示，一种基于并联交错多电平变换器的功率放大器包括四个单元：整流单元、逆变单元、控制单元和滤波单元。
所述整流单元包括三电平中点钳位(npc)整流器，其拓扑如图3所示，在控制单元的作用下，为逆变单元提供稳定的直流电压；逆变单元包括n个并联的功率单元，每个功率单元采用单桥臂多电平飞跨电容拓扑，所有的功率单元直流侧共用同一组直流电压源，在控制单元的作用下，交流侧通过耦合电感输出；滤波单元处输出等效开关频率可达mhz级，可使用极小的单级lc滤波器，就能够滤除逆变单元输出信号中的大部分谐波，从而可以改善整个功率放大器的输出谐波特性以及功率密度；控制单元分别采用双闭环控制策略控制整流单元和载波移相调制技术(cps-spwm)控制逆变单元。
本发明具体步骤如下：
步骤a，首先引入电网电压，通过整流单元中的三电平中点钳位整流器，在控制单元的作用下，输出稳定的直流电压，为逆变单元提供直流电压源。
所述步骤a包括：
npc整流器采用传统的双闭环控制策略，整体的控制策略如图4所示：
首先测出实际的三相电流ia、ib和ic，使用锁相环经过park变换，即利用等量变换矩阵得出dq坐标下的有功电流id和无功电流iq；然后将npc三电平整流器直流侧电压udc与给定值
步骤b，如图5所示，逆变单元利用整流单元输出的稳定电压作为直流电压源，采用n个功率单元并联交错形式，在控制单元的作用下，可以在很低的开关频率下实现很高的等效开关频率，总体上实现一种把小信号进行功率放大的功能。
所述步骤b包括：
b1：逆变单元利用整流单元输出的直流电压，给n个并联的功率单元提供直流电压源。
b2：功率单元采用多电平飞跨电容桥臂拓扑，一方面能够产生大量的电平电压，另一方面能够将电压应力分布在多个开关器件之间，从而可以使功率器件耐压减小到vdc/(m-1)，可选择低压的功率器件。
b3：n个功率单元采用并联交错形式，彼此之间通过相移操作，可以大大降低总的输出电流纹波，同时，在输出电容处的有效开关频率可以堆叠到很高，可以大大减少滤波工作；
b4：控制单元采用载波移相调制以及基于准pr控制器的双闭环控制策略控制逆变单元。
所述步骤b3包括：
如图6所示，载波移相调制技术的原理是对于有n个功率单元的变换器，采用n个频率和幅值均相同但依次移动一定相位角的三角载波和同一调制波进行调制，其中相位角度与功率单元的数量n相关。
本发明中各个功率单元的三角波载波依次相移t/2n(t为三角载波周期，n为功率单元个数)角度，每个功率单元的功率器件开关频率都为fsw。如图7所示，功率单元采用五电平飞跨电容拓扑，值得注意的是，功率单元可以向更高的电平数延展，假设每个功率单元都会输出m个电平电压。最后通过叠加，整个逆变器可输出的电平个数：
电平数＝(m-1)·n+1(10)
可输出的等效开关频率feff为：
feff＝n·(m-1)·fsw(11)
其中fsw表示器件的开关频率。
本发明将步骤b2和步骤b3结合起来得到并联交错多电平变换器结构，可以在很低的开关频率下得到很高的等效开关频率,有效降低了开关损耗,且输出电压具有良好的谐波特性,减少了滤波器的体积从而降低成本；在损耗以及电流电压应力方面也提供了额外的自由度。
所述步骤b4包括：
准pr控制器的传递函数可表示为：
其中参数kp为比例系数，影响了低频与高频处的幅值增益以及相位裕度，kp越小，低频与高频处的幅值增益越小，但是kp过小时，系统的响应速度也会降低；参数kr为谐振系数，决定基波频率处的幅值增益，kr越大其增益越大；参数ωc为截止频率，决定系统的带宽，ωc越大系统带宽越大；ω0为基波角频率。
基于准pr控制器的双闭环控制策略框图如图8所示：
首先将滤波后输出的电压u0与参考电压uref进行比较，所得到的电压误差信号作为准pr控制器的输入，为逆变器的电流环给定电流参考信号iref；将iref与来自电感电流il以及负载扰动i0比较，所得的电流误差信号输入准pr控制器，输出得到所要补偿的电压值；然后再进行pwm调制，最后产生pwm信号去控制逆变单元。
准pr控制器中kp、kr、ωc这三个参数相互影响作用很小，故在选择准比例谐振参数时，需增大基频处的幅值增益，增大kr数值，以此来提高基频处的稳态误差；选择较大的ωc值来设定系统的带宽，有助于降低控制器对电网电压频率变化的灵敏性；合适的kp值可以平衡系统的快速性与准确性；综合以上设计可以得到一种高响应速度的开关型功率放大器。
步骤c，滤波单元采用单级lc滤波器，可滤除逆变单元输出信号中的大部分谐波，可以改善整个功率放大器的输出谐波特性。
所述步骤c具体包括以下步骤：
c1：逆变单元中的每个功率单元通过耦合电感输出，可以抑制桥臂之间的环流，减小输出的纹波电流，输出的等效电感leq可表示为：
其中l0为耦合电感的自感，m0为耦合电感间的互感。滤波单元还包括一个滤波电容c。
c2：滤波单元采用一种滤波器设计空间的方法，可以得出等效电感leq和滤波电容c的取值范围。
所述步骤c2具体包括以下步骤：
c21：滤波器电容电流ic小于交流输出电流幅值的30％。
ic≤0.3·iout,peak(5)
c22：电感电压小于交流输出电压的15％。
vl≤0.15vout,peak(6)
c23：最大输出电压纹波设置为交流输出电压峰峰值的1％，定义了滤波器的截至频率即lc乘积的最小值。
vout,pp≤0.01vout,peak(7)
c24：滤波器的谐振频率比最大输出频率至少高4倍，确定了lc乘积的最大值。
如图9所示，通过以上4条约束条件可以得出四条不同颜色的曲线，从而可以得出红色阴影区域的lc滤波器的设计空间，最终可在这个设计空间区域内取值。
需要强调的是，上述实施示例是本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的拓扑结构以及调制方式在经过微小的改变后均适应，任何未背离本发明的精神实质与原理下所做的改变、修饰、替代、组合、简化均应视为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
应当理解的是，上述针对较佳实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。
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