零电压切换控制电路与返驰式电源供应电路及其控制方法与流程

零电压切换控制电路与返驰式电源供应电路及其控制方法
1.本技术是申请号为“201910388025.6”、申请日为2019年5月10日、发明名称为“返驰式电源供应电路及其零电压切换控制电路与控制方法”之申请的分案申请。
技术领域
2.本发明涉及一种返驰式电源供应电路及其零电压切换控制电路与控制方法，特别是指一种可实现零电压切换的返驰式电源供应电路。本发明也涉及用于返驰式电源供应电路中的零电压切换控制电路及其控制方法。


背景技术：

3.图1显示一种现有技术的返驰式电源供应电路(返驰式电源供应电路1)，其中一次侧控制电路85控制一次侧开关s1以切换功率变压器10而产生输出电压vo，二次侧控制电路95用以产生同步整流控制信号s2c，以控制同步整流开关s2而进行二次侧的同步整流。
4.图1中所示的现有技术，其缺点在于，同步整流开关s2无法实时而精准地与一次侧的一次侧开关s1同步，且一次侧开关s1在未进行零电压切换的情况下，电源转换效率较差。
5.本发明相较于图1的现有技术，可通过振铃信号以精准地使一次侧开关s1与同步整流开关s2同步切换，并使一次侧开关s1可于切换时实现零电压切换，有效提高电源转换效率。此外，本发明更进一步对同步整流控制信号中的零压切换脉波执行抖动控制，以降低电磁干扰(electromagnetic interference,emi)。


技术实现要素：

6.就其中一个观点言，本发明提供了一种零电压切换控制电路，用于一返驰式电源供应电路中，以转换一输入电压而产生一输出电压，该零电压切换控制电路包含：一一次侧控制电路，用以产生一切换信号，以控制一一次侧开关而切换一功率变压器的一一次侧绕组，其中该一次侧绕组耦接于该输入电压；以及一二次侧控制电路，用以产生一同步整流控制信号，以控制一同步整流开关切换该功率变压器的一二次侧绕组而产生该输出电压，其中该同步整流控制信号具有一同步整流脉波以及一零压切换脉波，该同步整流脉波用以控制该同步整流开关导通一同步整流时段以实现二次侧同步整流；其中，于该同步整流脉波结束后，该二次侧控制电路根据一振铃信号的一波形特征而决定该零压切换脉波的触发时点，以控制该同步整流开关导通一预设的零压切换时段，由此使该一次侧开关实现零电压切换；其中该振铃信号相关于该功率变压器的一振铃电流；其中该一次侧控制电路或该二次侧控制电路包括一抖动控制器，用以产生一抖动信号，而对该零压切换脉波执行抖动控制。
7.就另一个观点言，本发明也提供了一种返驰式电源供应电路，用以转换一输入电压而产生一输出电压，该返驰式电源供应电路包含：一功率变压器，耦接于该输入电压与该输出电压之间；一一次侧开关，耦接于该功率变压器的一一次侧绕组，其中该一次侧绕组耦接于该输入电压；一同步整流开关，耦接于该功率变压器的一二次侧绕组，其中该二次侧绕
组耦接于该输出电压；以及一零电压切换控制电路，包括：一一次侧控制电路，用以产生一切换信号，以控制该一次侧开关而切换该功率变压器的该一次侧绕组；以及一二次侧控制电路，用以产生一同步整流控制信号，以控制该同步整流开关切换该功率变压器的该二次侧绕组而产生该输出电压，其中该同步整流控制信号具有一同步整流脉波以及一零压切换脉波，该同步整流脉波用以控制该同步整流开关导通一同步整流时段以实现二次侧同步整流；其中，于该同步整流脉波结束后，该二次侧控制电路根据一振铃信号的一波形特征而决定该零压切换脉波的触发时点，以控制该同步整流开关导通一预设的零压切换时段，由此使该一次侧开关实现零电压切换；其中该振铃信号相关于该功率变压器的一振铃电流；其中该一次侧控制电路或该二次侧控制电路包括一抖动控制器，用以产生一抖动信号，而对该零压切换脉波执行抖动控制。
8.在一较佳实施例中，该抖动控制器以随机、虚拟随机及/或预设时序方式，产生该抖动信号。
9.在一较佳实施例中，该二次侧控制电路根据该波形特征而决定该零压切换脉波的触发时点，以于该一次侧开关导通之前控制该同步整流开关导通该预设的零压切换时段，使得于一稳定状态中，该零压切换脉波的触发时点早于该切换信号的触发时点一预设时间差，由此使该一次侧开关实现零电压切换；其中该预设时间差相关于该振铃信号的一振铃周期。
10.在一较佳实施例中，该返驰式电源供应电路操作于一不连续导通模式(dcm
–
discontinuous conduction mode)。
11.在一较佳实施例中，该波形特征为该振铃信号的一波峰、一波谷、一上升缘或一下降缘。
12.在一较佳实施例中，该抖动控制器对该零压切换脉波的触发时点，执行抖动控制。
13.在一较佳实施例中，该抖动控制器对该波形特征的一特征阈值执行抖动控制。
14.在一较佳实施例中，该振铃信号包括一一次侧跨压及/或一二次侧跨压，其中该一次侧跨压是指该一次侧开关的电流流入端与电流流出端之间的跨压，该二次侧跨压是指该同步整流开关的电流流入端与电流流出端之间的跨压。
15.在一较佳实施例中，该一次侧跨压通过该功率变压器的该一次侧绕组之外的另一绕组而取得。
16.在一较佳实施例中，该一次侧控制电路包括该抖动控制器，且该抖动信号经由一脉波变压器传递至该二次侧控制电路，而对该零压切换脉波执行抖动控制。
17.就另一个观点言，本发明也提供了一种返驰式电源供应电路控制方法，用以控制一返驰式电源供应电路以转换一输入电压而产生一输出电压，该返驰式电源供应电路控制方法包含：产生一切换信号，以控制一一次侧开关而切换一功率变压器的一一次侧绕组，其中该一次侧绕组耦接于该输入电压；产生一同步整流控制信号，以控制一同步整流开关切换该功率变压器的一二次侧绕组而产生该输出电压，其中该同步整流控制信号具有一同步整流脉波以及一零压切换脉波，该同步整流脉波用以控制该同步整流开关导通一同步整流时段以实现二次侧同步整流；以及对该零压切换脉波执行抖动控制；其中产生该同步整流控制信号的步骤包括：根据该振铃信号的一波形特征而决定该零压切换脉波的触发时点，以控制该同步整流开关导通一预设的零压切换时段，由此使该一次侧开关实现零电压切
换；其中该振铃信号相关于该功率变压器的一振铃电流。
18.以下通过具体实施例详加说明，应当更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的功效。
附图说明
19.图1显示一种现有技术的返驰式电源供应电路的示意图。
20.图2a
‑
图2b显示本发明的返驰式电源供应电路的实施例示意图。
21.图3a显示对应于本发明的零电压切换控制电路的实施例的波形示意图。
22.图3b与图3c分别显示对零压切换脉波未执行与执行抖动控制的同步整流控制信号。
23.图3d显示对零压切换脉波未执行与执行抖动控制的电磁干扰信号频谱示意图。
24.图4显示本发明的返驰式电源供应电路的实施例示意图。
具体实施方式
25.本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。
26.请参阅图2a，图中所示为本发明的零电压切换控制电路的一种实施例(零电压切换控制电路500)，零电压切换控制电路500用于返驰式电源供应电路2中，以控制返驰式电源供应电路2转换输入电压vin而产生输出电压vo。返驰式电源供应电路2包含功率变压器10、一次侧开关s1、同步整流开关s2以及零电压切换控制电路500。零电压切换控制电路500包含一次侧控制电路80以及二次侧控制电路90。一次侧控制电路80用以产生切换信号s1c，切换信号s1c用以控制一次侧开关s1以切换功率变压器10的一次侧绕组w1，其中一次侧绕组w1耦接于输入电压vin。二次侧控制电路90用以产生同步整流控制信号s2c，以控制同步整流开关s2的导通与关断，而切换功率变压器10的二次侧绕组w2，进而产生输出电压vo。
27.请同时参阅图3a，图3a显示对应于本发明的零电压切换控制电路的实施例的波形示意图。根据本发明，同步整流控制信号s2c具有同步整流脉波psr以及零压切换脉波pzv。其中，举例而言，同步整流脉波psr于切换周期t1中，在一次侧开关s1导通后又再度关断时(如图3a中，切换信号s1c在切换周期t1中，发生下降缘的时间点t1所示意)，用以控制同步整流开关s2导通一同步整流时段t_sr以实现二次侧的同步整流。其中，同步整流时段t_sr大致上同步于二次侧绕组w2的感应电流的导通时间。换言之，同步整流时段t_sr开始于二次侧绕组w2自一次侧绕组w1转移能量而产生感应电流的时点(时间点t1)，且同步整流时段t_sr结束于二次侧绕组w2的感应电流降为0的时点(时间点t2)，如此可提升电源转换效率。
28.零压切换脉波pzv则用以实现前述的一次侧开关s1的零电压切换。当功率变压器10去磁(demagnetized)，而同步整流开关s2根据零压切换脉波pzv而于切换周期t1中再度导通时(如图3a的时间点t3)，如图2a所示，功率变压器10会在二次侧绕组w2感应循环电流is，亦即如图3a中，二次侧电流isr为负值时(如时间点t3至时间点t4期间)，循环电流is会从输出电容co转移能量至二次侧绕组w2，当同步整流开关s2于零压切换脉波pzv结束再度关断时(如时间点t4)，如图2b所示，功率变压器10会在一次侧绕组w1感应循环电流ip，循环电流ip可将一次侧开关s1的寄生电容cp放电至大致上为0v，并将电荷回充至输入电容ci，
当一次侧开关s1于接下来的切换周期t2导通时(如图3a的时间点t5)，可使一次侧开关s1实现零电压切换(zvs
–
zero voltage switching)。
29.前述的“零电压切换”是指，在晶体管(如对应于一次侧开关s1)将导通之前，通过放电电流将晶体管的寄生电容的残存电压，通过无能损放电路径(例如对应于一次侧绕组w1)，放电至0v，并将电荷回充至无能损的元件(例如对应于输入电容ci)中，使得晶体管导通时，其漏源极电压已先降低为0v，其寄生电容(cp)不以晶体管的导通电阻放电，可提高电源转换效率。
30.此外需说明的是：因电路零件的本身的寄生效应或是零件间相互的匹配不一定为理想，因此，虽然欲使寄生电容cp放电至0v，但实际可能并无法准确地放电至0v，而仅是接近0v，亦即，根据本发明，可接受由于电路的不理想性而使寄生电容cp放电后的电压与0v间具有一定程度的误差，此即前述的放电至“大致上”为0v之意，本文中其他提到“大致上”之处亦同。
31.具体而言，在一种较佳的实施例中，本发明的零电压切换控制电路用于控制返驰式电源供应电路操作于不连续导通模式(dcm
–
discontinuous conduction mode)下，通过相关于功率变压器10的振铃电流(ringing current)的振铃信号(ringing signal)而同步前述的切换信号s1c以及零压切换脉波pzv，使一次侧开关s1实现零电压切换，其实施细节将详述于后。
32.所述的振铃电流是指，当返驰式电源供应电路操作于不连续导通模式下，于同步整流脉波psr结束后，亦即二次侧电流isr降低为0时(时间点t2)，功率变压器10的各个绕组及与其互相耦接的电容器或寄生电容间，会产生具有一振铃周期的谐振，而在每个绕组上造成振铃电流，在振铃电流的发生期间，可于例如一次侧跨压vds1及/或二次侧跨压vds2取得相关于此振铃电流的信号，在本文中称之为振铃信号。换言之，就一观点而言，在一实施例中，振铃信号包括一次侧跨压vds1及/或二次侧跨压vds2。其中一次侧跨压vds1是指一次侧开关s1的电流流入端与电流流出端之间的跨压，二次侧跨压vds2是指同步整流开关s2的电流流入端与电流流出端之间的跨压。需说明的是，在功率变压器10和其他元件都为固定条件的情况下，振铃信号的振铃周期大致上为一定值，因此，本发明即利用振铃信号作为切换信号s1c以及零压切换脉波pzv的同步控制之用。
33.请继续参阅图3a，在一实施例中，于同步整流脉波psr结束后，一次侧控制电路80根据振铃信号的第一波形特征而决定接下来的切换信号s1c的触发时点，以控制一次侧开关s1再次导通；而二次侧控制电路90则根据振铃信号的第二波形特征与一抖动信号，而决定接下来的零压切换脉波pzv的触发时点，以控制同步整流开关s2于同步整流时段t_sr之后，接下来导通预设的零压切换时段t_zvs，由此使一次侧开关s1实现零电压切换。其中一次侧控制电路80或二次侧控制电路90包括抖动控制器70(例如图2a所示的抖动控制器70位于二次侧控制电路90中)，用以产生抖动信号，抖动信号用以对零压切换脉波pzv执行抖动控制(jitter control)。
34.所述的第一波形特征或第二波形特征，可为例如但不限于振铃信号的波峰、波谷、上升缘或下降缘，或是与振铃信号的斜率相关的波形特征。
35.请继续参阅图3a，在一具体的实施例中，切换信号s1c根据一切换周期(例如对应于图3a中的切换周期t1、t2与t3)而切换一次侧开关s1，其中于切换周期的一目前切换周期
内，切换信号s1c的触发时点同步于一次侧跨压vds1的一个波谷或一个下降缘，在一较佳实施例中，如图3a所示，切换信号s1c的触发时点同步于一次侧跨压vds1的一个波谷，其电源转换效率可进一步提高。
36.举例而言，如图3a所示，切换信号s1c的触发时点同步于一次侧跨压vds1在切换周期t1中的第二个波谷v2(而开始切换周期t2)，或是切换周期t2中的第三个波谷v3(而开始切换周期t3)，又或者是切换周期t3中的第三个波谷v3(而开始下一个切换周期)，在实际的应用中，切换信号s1c的触发时机可能随着输入电压vin或负载的变化而延后或提前，也可能随着输出电压的设定改变而延后或提前，而本发明的机制会将切换信号s1c的触发时点同步于振铃信号的第一波形特征，例如一次侧跨压vds1的一个波谷或一个下降缘。
37.请继续参阅图3a，在一实施例中，于切换周期的一目前切换周期内，零压切换脉波pzv的触发时点为以振铃信号的一预设数量个第二波形特征的发生时点为基准，再根据抖动信号后而决定(以对零压切换脉波pzv执行抖动控制)。所述的“预设数量”相关于目前切换周期的前一个切换周期内的第一波形特征的数量或第二波形特征的数量，由此，使得于稳定状态中，零压切换脉波pzv的触发时点早于切换信号s1c的触发时点一预设时间差，由此使一次侧开关s1实现零电压切换。
38.在一更具体的实施例中，于目前切换周期内，零压切换脉波pzv的触发时点为以一次侧跨压vds1的第预设数量个波峰或上升缘的发生时点为基准，再根据抖动信号后而决定(以对零压切换脉波pzv执行抖动控制)，其中预设数量为前一个切换周期内的一次侧跨压vds1的波谷或下降缘的总数量减1。
39.详言之，请继续参阅图3a，以具体的实施例来说，若“目前切换周期”为t2，则“前一个切换周期”为t1，如图3a所示，前一个切换周期t1内的一次侧跨压vds1波谷的总数量为2(即t1内的波谷v1与v2)，则在本实施例中，于目前切换周期t2内，零压切换脉波pzv的触发时点为：以一次侧跨压vds1的第1个波峰(前一个切换周期t1内的一次侧跨压vds1的波谷或下降缘的总数量2减1等于1，因此在切换周期t2内采用第1个波峰)的发生时点(即t2内的波峰p1发生时点)为基准，再根据抖动信号而决定。而当“目前切换周期”为切换周期t3，“前一个切换周期”为切换周期t2的情况下，如图3a所示，前一个切换周期t2内的一次侧跨压vds1波谷的总数量为3(即t2内的波谷v1、v2与v3)，则在本实施例中，于目前切换周期t3内，零压切换脉波pzv的触发时点为：以一次侧跨压vds1的第2个波峰(3
‑
1＝2)的发生时点(即切换周期t3内的波峰p2发生时点)为基准，再根据抖动信号而决定。
40.在上述的具体实施例中，切换信号s1c的触发时点同步于一次侧跨压vds1的一个波谷(第一波形特征)，且零压切换脉波pzv的触发时点以一次侧跨压vds1的第预设数量个波峰(第二波形特征)的发生时点为基准，由于预设数量相关于前一个切换周期内的波谷(第一波形特征)的总数量，较佳为总数量减1，因此，当返驰式电源供应电路操作于稳定状态(steady state)时，可预期地，如图3a所示，零压切换脉波pzv的基准触发时点，可早于切换信号s1c的触发时点一预设时间差，由此使一次侧开关s1实现零电压切换。值得注意的是，根据本发明，前述的预设时间差相关于振铃信号的振铃周期。具体而言，本实施例中，如图3a所示，在稳定状态下，所述的预设时间差例如但不限于约为1/4个振铃周期(例如切换周期t3中，零压切换脉波pzv的结束时点与v3发生时点的时间差)加上零压切换时段t_zvs。
41.根据本发明的精神，可选地，以不同的第一波形特征、第二波形特征，以及预设数
量等关系时进行类似于上述的控制时，可得到各种不同的预设时间差，其可相关于1/8、1/2、3/4或是整数个振铃周期，以及上述的组合，本领域技术人员应当可根据本发明的教示而推知，且根据实际需求而进行选择，其细节在此不予赘述。
42.就一较广义的观点来说，二次侧控制电路90根据第二波形特征而决定零压切换脉波pzv的触发时点的基准，以于一次侧开关s1导通之前控制同步整流开关s2导通预设的零压切换时段t_zvs，使得于稳定状态中，零压切换脉波pzv的触发时点早于切换信号s1c的触发时点一预设时间差，由此使一次侧开关s1实现零电压切换。
43.如前所述，由于切换信号s1c的触发时点可能随着电源或负载的条件变化而提前或延后，在一实施例中，于目前切换周期内，当零压切换脉波pzv的触发时点晚于切换信号s1c的触发时点时，不触发零压切换脉波pzv，换言之，在此情况下，于目前切换周期内，可略过而不触发零压切换脉波pzv，但根据上述的控制机制，仍可在若干切换周期后，恢复前述的关系而触发零压切换脉波pzv。
44.需说明的是，在一实施例中，为了不使零压切换脉波pzv与切换信号s1c重迭，前述的条件也可扩大为当零压切换脉波pzv的触发时点与切换信号s1c的触发时点之间的时间差小于一时间阈值时，即不触发零压切换脉波pzv。
45.另一方面，如图3a所示，在切换周期t2内，切换信号s1c的触发时点例如由于电源或负载的条件或延后了(相较于切换周期t1而言)，因此，零压切换脉波pzv与切换信号s1c基准触发时点之间的时间差在切换周期t2内为1.5个振铃周期加上零压切换时段t_zvs，虽然这会使得在切换周期t2内一次侧开关s1的零电压切换的功效稍差，然而根据本发明的操作，仍可在若干周期之后回复至稳定状态中(例如切换周期t3)，换言之，零压切换脉波pzv的基准触发时点早于切换信号s1c的触发时点前述的预设时间差(例如切换周期t3中的关系)，由此使一次侧开关s1实现零电压切换。
46.请继续参阅图3a，如前所述，在一实施例中，振铃信号也可为二次侧跨压vds2，因此，也可通过二次侧跨压vds2来决定零压切换脉波pzv的基准触发时点，如图3a所示，在一实施例中，于目前切换周期内(例如切换周期t3)，零压切换脉波pzv的基准触发时点为二次侧跨压vds2的第预设数量个波谷(例如图3a中，切换周期t3内的第2个波谷)或下降缘的发生时点，其中预设数量为前一个切换周期内(例如切换周期t2)的二次侧跨压vds2的波谷或下降缘的总数量(例如图3a中，切换周期t2内总共具有2个波谷)。
47.由于变压器的各个绕组的电压彼此具有一定的关系，因此，前述的一次侧跨压vds1可通过功率变压器10的一次侧绕组w1之外的另一绕组而取得，例如二次侧绕组w2或其他绕组，例如辅助绕组wa，具体而言，一次侧跨压vds1等效可通过二次侧跨压vds2或辅助电压vm(图2a)而取得。
48.在具体的实施例中，振铃信号的每一波峰或每一上升缘可通过侦测振铃信号上升至第一电压阈值而决定，在另一实施例中，振铃信号的每一波谷或每一下降缘可通过侦测振铃信号下降至第二电压阈值而决定。
49.请继续参阅图3a，在一实施例中，在振铃信号对应为一次侧跨压vds1的情况下，对应于一次侧跨压vds1的第一电压阈值例如可为如图3a所示的电压阈值vt1h，在一实施例中，电压阈值vt1h相关于输入电压vin，例如，电压阈值vt1h即等于输入电压vin，或者，电压阈值vt1h为输入电压vin加上一偏移值，使得电压阈值vt1h高于输入电压vin，而更为接近
一次侧跨压vds1的波峰。
50.请继续参阅图3a，另一方面，在一实施例中，在振铃信号对应为一次侧跨压vds1的情况下，对应于一次侧跨压vds1的第二电压阈值例如可为如图3a所示的电压阈值vt1l，在一实施例中，电压阈值vt1l相关于输入电压vin，例如，电压阈值vt1h即等于输入电压vin，或者，电压阈值vt1h为输入电压vin减去一偏移值，使得电压阈值vt1h低于输入电压vin，而更为接近一次侧跨压vds1的波谷。
51.上述的波峰、波谷、上升缘或下降缘的取得方式，也可类推于二次侧跨压vds2。
52.请继续参阅图3a，举例而言，在振铃信号对应为二次侧跨压vds2的情况下，对应于二次侧跨压vds2的第二电压阈值例如可为如图3a所示的电压阈值vt2l，在一实施例中，电压阈值vt2l相关于输出电压vo，例如，电压阈值vt2l即等于输出电压vo，或者，电压阈值vt2l为输出电压vo的分压，使得电压阈值vt2l低于输出电压vo，而更为接近二次侧跨压vds2的波谷。
53.需说明的是，当返驰式电源供应电路操作于稳定状态时，可预期地，零压切换脉波pzv的基准触发时点，以及切换信号s1c的切换时机，都将会大致上触发于目前切换周期的固定时间点，亦即，返驰式电源供应电路2的切换频率会是一个相当固定的值，而造成返驰式电源供应电路操作时因电磁感应效应所产生的电磁干扰相对较高。其中，在本发明中，因零压切换脉波pzv的触发时点，所产生的干扰信号，以电磁干扰(emi)信号代表。图3d显示对零压切换脉波pzv未执行与执行抖动控制的电磁干扰信号频谱示意图。其中，电磁干扰信号因零压切换脉波pzv的基准触发时点固定，而形成在特定频率(一般来说，对应于前述的切换频率)具有相对较高强度的干扰信号，如图3d中，虚线波形所示意，其中，图3d的横轴代表频率，纵轴代表电磁干扰信号(例如但不限于以分贝db或伏特v为单位)。
54.为此，根据本发明，抖动控制器(例如图2a所示的抖动控制器70)，产生抖动信号，抖动信号用以对零压切换脉波pzv执行抖动控制(jitter control)，而将电磁干扰信号展频(spread spectrum)，避免电磁干扰信号过度集中于特定频率，以降低电磁干扰。对零压切换脉波pzv执行抖动控制的电磁干扰信号频谱示意图，如图3d中的实线波形所示意。其中，举例而言，电磁干扰信号例如但不限于由一次侧绕组、二次侧绕组及/或辅助绕组产生因返驰式电源供应电路操作时所产生。
55.抖动信号对零压切换脉波pzv执行抖动控制(jitter control)的方式，例如但不限于由抖动控制器(例如图2a所示的抖动控制器70)，以随机、虚拟随机及/或预设时序方式，产生抖动信号。抖动信号例如对零压切换脉波的触发时点，执行抖动控制。在其中一种实施例中，如图3c所示，与图3b对照，其中，图3b显示对零压切换脉波pzv1、pzv2及pzv3未执行抖动控制的同步整流控制信号s2c；而图3c显示对零压切换脉波pzv1’、pzv2’及pzv3’执行抖动控制的同步整流控制信号s2c’。如图3c所示，抖动控制器例如以预设时序方式，产生抖动信号，而抖动信号例如对零压切换脉波pzv1’、pzv2’及pzv3’的触发时点，执行抖动控制，使得零压切换脉波pzv1’、pzv2’及pzv3’的触发时点，在切换周期t1、t2及t3中，分别为时间点t3加δt、时间点t3加2δt及时间点t3加3δt，以此类推。上述的时序与δt数量的组合仅为举例而非限制，根据本发明，也可采用其他的预设时序、随机时序或虚拟随机时序。此外，抖动信号的控制方式也不限于离散式的时间抖动，也可以是连续式的时间抖动。
56.当然，抖动信号对零压切换脉波pzv执行抖动控制(jitter control)的方式，并不
限于此，只要抖动信号可使零压切换脉波pzv的触发时点产生抖动效果，造成如图3d中，实线波形所示意的电磁干扰信号展频，都属于本发明的范围。在一种实施例中，抖动控制器产生的抖动信号对波形特征的特征阈值执行抖动控制。举例而言，特征阈值例如但不限于为前述的电压阈值vt1h、电压阈值vt1l或电压阈值vt2l等；也就是说，抖动控制器产生的抖动信号对电压阈值vt1h、电压阈值vt1l或电压阈值vt2l等执行抖动控制，即可产生使零压切换脉波pzv的触发时点具有抖动效果，造成如图3d中，实线波形所示意的电磁干扰信号展频。
57.请参阅图4，图中所示为本发明的包含零电压切换控制电路(零电压切换控制电路502)的返驰式电源供应电路(驰式电源供应电路4)的一种具体实施例。本实施例中，脉波变压器20用以自一次侧控制电路100耦合同步整流同步信号sr_sync，以传送至二次侧控制电路200而产生同步整流控制信号s2c；请同时参阅图3a，详言之，同步整流控制信号s2c根据同步整流同步信号sr_sync而触发产生零压切换脉波pzv。也就是说，抖动控制器70不限于如图2a与图2b所示，位于二次侧控制电路中，也可以位于一次侧控制电路中，如本实施例的一次侧控制电路100中。只要通过脉波变压器20，自一次侧控制电路100，耦合同步整流同步信号sr_sync，以传送至二次侧控制电路200而产生同步整流控制信号s2c，即可对零压切换脉波pzv执行抖动控制。
58.以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。