一种三相整流变换器及控制方法与流程

1.本技术涉及电力电子技术领域，具体涉及一种三相整流变换器及控制方法。


背景技术：

2.当前用电设备功率越来越大，采用三相供电方式的用电设备也越来越多，如果用电设备没有功率因数矫正（pfc）功能就会对电网的电能质量破坏很大，严重时甚至会导致电网的瘫痪。为满足电网质量要求，减少对电网的谐波污染或者造成配网不必要的输送负担， 因此三相用电设备必须具备pfc功能或者增加滤波装置，以满足相关法规要求。
3.一般来说，对于三相交流输入的整流变换电路，如果需要pfc功能，则通常以两电平或者三电平升压型为主，但升压后，输出电压较高，对后端所接的变换器或者负载使用有所限制，如输入标称三相三线380vac的，输出一般都设定在720v左右，甚至高达800v，而常规的性能较好的功率管在650v以下，近年有电压稍高且高频开关性能较好的1200v左右的sic等新型开关器件，但成本高昂；为解决整流变换器后端的直流变换器的功率器件的局限性，同时又兼顾效率及其他因素，近年来降压型的两电平整流变换器也成为大家研究的热点，如图1~2所示的整流器电路是几种已知的满足整流后电压降低的pfc电路，即降压式pfc。两种变换器电路各有特点，图1电路相对经典传统，图2电路相对复杂但时序控制相对简单。无论是图1还是图2的电路，电路中的部分或者全部开关管都因为功能限制没有得到最大程度的利用，而只能在电源工频周期中的少部分的开关周期内使用，此外，输入电流是高频断续的，从而emi相对较差，或者输入滤波器容易产生电流谐振。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于，提供一种三相整流变换器及控制方法，解决上述现有技术存在两级变换器需要多次变换、导流通路器件多和不能充分利用降压开关器件导流能力导致损耗大，从而不适宜成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。
5.本发明采取的第一种技术方案是：一种非隔离式三相整流变换器，包括输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包括第一至第三整流桥，所述第一至第三整流桥均包括四个二极管，所述四个二极管分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，两个桥臂组并联连接，形成两个交流输入口，即桥臂组中两个二极管串联的中点，一个整流输出正端，即桥臂组的阴极，一个整流输出负端，即桥臂组的阳极；所述降压开关单元包括第十三至第十八二极管和第一至第六开关管，所述储能续流单元包括第一至第二续流电感、第十九二极管和第一至第四滤波电容；所述第一整流桥包括第一至第四二极管，所述第一整流桥的一个交流输入口，即第一二极管的阳极与三相三线电源的a相连接，另外一个交流输入口，即第二二极管的阳极与三相三线电源的b相连接；所述第一整流桥的整流输出正端，即第一二极管和第二二极管的阴极分别与第十三二极管的阳极和第一滤波电容的一端相连，所述第一整流桥的整流输出负端，即第三二极管和第四二极管的阳极分别与第十四二极管的阴极和第一滤波电容的
另外一端相连；第十三二极管的阴极与第一开关管的漏极连接，第十四二极管的阳极与第二开关管的源极连接；所述第二整流桥包括第五至第八二极管，所述第二整流桥的一个交流输入口，即第五二极管的阳极与三相三线电源的b相连接，另外一个交流输入口，即第六二极管的阳极与三相三线电源的c相连接；所述第二整流桥的整流输出正端，即第五二极管和第六二极管的阴极分别与第十五二极管的阳极和第二滤波电容的一端相连，所述第二整流桥的整流输出负端，即第七二极管和第八二极管的阳极分别与第十六二极管的阴极和第二滤波电容的另外一端相连；第十五二极管的阴极与第三开关管的漏极连接，第十六二极管的阳极与第四开关管的源极连接；所述第三整流桥包括第九至第十二二极管，所述第三整流桥的一个交流输入口，即第九二极管的阳极与三相三线电源的a相连接，另外一个交流输入口，即第十二极管的阳极与三相三线电源的c相连接；所述第三整流桥的整流输出正端，即第九二极管和第十二极管的阴极分别与第十七二极管的阳极和第三滤波电容的一端相连，所述第三整流桥的整流输出负端，即第十一二极管和第十二二极管的阳极分别与第十八二极管的阴极和第三滤波电容的另外一端相连；第十七二极管的阴极与第五开关管的漏极连接，第十八二极管的阳极与第六开关管的源极连接；所述第一续流电感的一端分别与第一开关管的源极、第三开关管的源极、第五开关管的源极和第十九二极管的阴极连接，另外一端与第四滤波电容连接，形成整流变换器的正输出端；第二续流电感的一端分别与第二开关管的漏极、第四开关管的漏极、第六开关管的漏极和第十九二极管的阳极连接，另外一端与第四滤波电容的另外一端连接，形成整流变换器的负输出端。
6.进一步地，所述第十三至第十八二极管为高频二极管，第一至第六开关管为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，且所述第一至第六开关管设置有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管、或者外加二极管；所述第一至第三滤波电容为无极性的电容，所述第四滤波电容为无极性的电容或有极性的电容；所述有极性的电容正极与第二十二极管的阴极连接，负极与第七开关管的源极连接。
7.进一步地，还包括输入滤波器，所述输入滤波器接在所述三相三线电源与所述输入整流桥组之间。
8.进一步地，所述第一续流电感和第二续流电感可以是单独的两个电感或是绕制在同一个磁性材料上的两个电感，也可以只使用一个电感，所述电感的感量为第一续流电感和第二续流电感的感量总和。
9.本发明采取的第二种技术方案是：一种三相整流变换器，包括至少两个如第一种技术方案所述的一种非隔离式三相整流变换器，每个非隔离式三相整流变换器并联连接，并且每个非隔离式三相整流变换器的第一至第六开关管的工作相位按照1/n个高频开关周期交错，其中，n为并联的非隔离式三相整流变换器的总数。
10.本发明采取的第三种技术方案是：一种非隔离式三相整流变换器的控制方法，用于控制第三种技术方案所述的一种非隔离式三相整流变换器，包括如下步骤：s100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；s200：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；s300：对当前区间段下的降压开关单元施加驱动信号进行pwm驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；然后将已导通的瞬时值次高相交流的回路上降压开关通路关
断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应的开关管同时施加相同占空比大小的“高”模式pwm驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加“中”模式pwm驱动信号，其中，在各个区间段中，施加“高”模式pwm驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式pwm驱动信号的开关管先关断；s400：关断降压开关单元的所有驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
11.进一步地，在步骤s300~s400中，对不会形成电流通路的开关管施加与“高”模式pwm驱动信号相同的驱动信号或与“高”模式pwm驱动信号同时关断的驱动信号。
12.进一步地，每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。
13.本发明采取的第四种技术方案是：一种三相整流变换器的控制方法，用于第四种技术方案所述的一种三相整流变换器，其特征在于，使用下述步骤分别对所述三相整流变换器中的每个非隔离式三相升降压整流变换器进行控制，具体步骤为：s100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；s200：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；s300：对当前区间段下的降压开关单元施加驱动信号进行pwm驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；然后将已导通的瞬时值次高相交流的回路上降压开关通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应的开关管同时施加相同占空比大小的“高”模式pwm驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加“中”模式pwm驱动信号，其中，在各个区间段中，施加“高”模式pwm驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式pwm驱动信号的开关管先关断；s400：关断降压开关单元的所有驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
14.进一步地，在步骤s300~s400中，对不会形成电流通路的开关管施加与“高”模式pwm驱动信号相同的驱动信号或与“高”模式pwm驱动信号同时关断的驱动信号。
15.进一步地，每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。
16.本发明的有益技术效果在于：（1）从结构及性能上，克服了传统的升压式三相整流变换电路后端高压的弊端，也避免了多级电路变换的复杂性，使得后端的直流变换器功率器件的受限性降低，可选余地更大；（2）输入整流桥组可使用普通的工频整流器替代，在整流桥后并联的无极电容可以吸收部分高频电流，减少外部滤波器的电流震荡从而改善emi；（3）改变了传统降压式三相整流变换电路的实现通路形式，具有更低的回路导通阻抗，尤其是在降压模式下，在使用相同开关管的情况下，本发明的回路导通阻抗仅为现有已知方案的一半，效率更高，适合于高效率及高功率密度需求场合；在替代传统的无源pfc
优势十分明显，尤其是替代传统的15kw以下的三相无源pfc；（4）由于结构上的简化，只需控制降压开关单元输出正端或者输出负端的导通即可，进而降低了控制的难度，从pfc功能的开关操作来看，通过对每相的开关管施加有规律或者逻辑的组合pwm驱动信号，简化控制方法；同时利用对各相回路导通时间的调整来改变并联电路间的正负电流回路阻抗，从而避免交叉环流。
附图说明
17.为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
18.图1是现有的经典降压式pfc电路结构示意图；图2是现有的swiss整流器电路示意图；图3是本发明实施例1的非隔离型三相整流变换器的示意图；图4是本发明实施例1的三相电压波形示意及交汇点定义示意图；图5是本发明实施例1的ac
‑
bc区间ab相导通回路示意图；图6是本发明实施例1的ac
‑
o区间bc相续流回路示意图；图7是本发明实施例1的o
‑
bc区间ac相续流回路示意图；图8是本发明实施例1的ac
‑
bc区间电感电流续流回路示意图；图9是本发明实施例1的等效变换示意图1；图10是本发明实施例1的等效变换示意图2；图11是本发明实施例1的等效变换示意图3；图12是本发明实施例1三相交流周期内各开关组驱动波形关系示意图；图13是本发明实施例2的结构示意图。
19.附图标记解释：fb1. 第一整流桥、fb2. 第二整流桥、fb3. 第三整流桥、d1. 第一二极管、d2. 第二二极管、d3. 第三二极管、d4. 第四二极管、d5. 第五二极管、d6. 第六二极管、d7. 第七二极管、d8. 第八二极管、d9. 第九二极管、d10. 第十二极管、d11. 第十一二极管、d12. 第十二二极管、d13. 第十三二极管、d14. 第十四二极管、d15. 第十五二极管、d16. 第十六二极管、d17. 第十七二极管、d18. 第十八二极管、d19. 第十九二极管、q1. 第一开关管、q2. 第二开关管、q3. 第三开关管、q4. 第四开关管、q5. 第五开关管、q6. 第六开关管、l1. 第一续流电感、l2. 第二续流电感、c1. 第一滤波电容、c2. 第二滤波电容、c3. 第三滤波电容、c4. 第四滤波电容、phase a. a相输入、phase b. b相输入、phase c. c相输入。
具体实施方式
20.为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。
21.除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本技术所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，
ꢀ“
一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。
ꢀ“
连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。
ꢀ“
上”、
ꢀ“
下”、
ꢀ“
左”、
ꢀ“
右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。
22.实施例1：如图3所示，一种非隔离式三相整流变换器，包括输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包括第一至第三整流桥fb1~fb3，所述第一至第三整流桥fb1~fb3均包括四个二极管，所述四个二极管分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，两个桥臂组并联连接，形成两个交流输入口，即桥臂组中两个二极管串联的中点，一个整流输出正端，即桥臂组的阴极，一个整流输出负端，即桥臂组的阳极；所述降压开关单元包括第十三至第十八二极管d13~d18和第一至第六开关管q1~q6，所述储能续流单元包括第一至第二续流电感l1~l2、第十九二极管d19和第一至第四滤波电容c1~c4；所述第一整流桥fb1包括第一至第四二极管d1~d4，所述第一整流桥fb1的一个交流输入口，即第一二极管d1的阳极与三相三线电源的a相连接，另外一个交流输入口，即第二二极管d2的阳极与三相三线电源的b相连接；所述第一整流桥fb1的整流输出正端，即第一二极管d1和第二二极管d2的阴极分别与第十三二极管d13的阳极和第一滤波电容c1的一端相连，所述第一整流桥fb1的整流输出负端，即第三二极管d3和第四二极管d4的阳极分别与第十四二极管d14的阴极和第一滤波电容c1的另外一端相连；第十三二极管d13的阴极与第一开关管q1的漏极连接，第十四二极管d14的阳极与第二开关管q2的源极连接；所述第二整流桥fb2包括第五至第八二极管d5~d8，所述第二整流桥fb2的一个交流输入口，即第五二极管d5的阳极与三相三线电源的b相连接，另外一个交流输入口，即第六二极管d6的阳极与三相三线电源的c相连接；所述第二整流桥fb2的整流输出正端，即第五二极管d5和第六二极管d6的阴极分别与第十五二极管d15的阳极和第二滤波电容c2的一端相连，所述第二整流桥fb2的整流输出负端，即第七二极管d7和第八二极管d8的阳极分别与第十六二极管d16的阴极和第二滤波电容c2的另外一端相连；第十五二极管d15的阴极与第三开关管q3的漏极连接，第十六二极管d16的阳极与第四开关管q4的源极连接；所述第三整流桥fb3包括第九至第十二二极管q9~q12，所述第三整流桥fb3的一个交流输入口，即第九二极管d9的阳极与三相三线电源的a相连接，另外一个交流输入口，即第十二极管d12的阳极与三相三线电源的c相连接；所述第三整流桥fb3的整流输出正端，即第九二极管d9和第十二极管d12的阴极分别与第十七二极管d17的阳极和第三滤波电容c3的一端相连，所述第三整流桥fb3的整流输出负端，即第十一二极管d11和第十二二极管d12的阳极分别与第十八二极管d18的阴极和第三滤波电容c3的另外一端相连；第十七二极管d17的阴极与第五开关管q5的漏极连接，第十八二极管d18的阳极和第六开关管q6的源极连接；所述第一续流电感l1的一端分别与第一开关管q1的源极、第三开关管q3的源极、第五开关管q5的源极和第十九二极管d19的阴极连接，另外一端与第四滤波电容c4连接，形成整流变换器的正输出端；第二续流电感l2的一端分别与第二开关管q2的漏极、第四开关管q4的漏极、第六开关管q6的漏极和第十九
二极管d19的阳极连接，另外一端与第四滤波电容c4的另外一端连接，形成整流变换器的负输出端。
23.在实施例1中，还包括输入滤波器，所述输入滤波器接在所述三相三线电源与所述输入整流桥组之间，对输入电源起滤波作用，同时也可以对内部的杂波反射至输入端起滤波和衰减作用。所述第十三至第十八二极管d13~d18为高频二极管，第一至第六开关管q1~q6为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，且所述第一至第六开关管q1~q6设置有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管、或者外加二极管；所述第一至第七开关管q1~q7可以为mos管或igbt管，本领域的技术人员应该理解到，本发明不局限于上述两种半导体功率开关，还可以是其他可执行高频开关操作的功率元件。所述第一至第六开关管q1~q6之间使用独立的驱动电源；第一开关管q1、第三开关管q3和第五开关管q5也可以共用一个驱动电源。所述第一至第三滤波电容c1~c3为无极性的电容，所述第四滤波电容c4为无极性的电容或有极性的电容；如第四滤波电容c4为有极性的电容，则电容正极与第二十二极管d20的阴极连接，负极与第七开关管q7的源极连接。所述第一续流电感l1和第二续流电感l2可以是单独的两个电感或是绕制在同一个磁性材料上的两个电感，也可以只使用一个电感，所述电感的感量为第一续流电感l1和第二续流电感l2的感量总和。第十三至第十八二极管d13~d18分别与第一至第六开关管q1~q6串联，形成单方向的电流通道，可以避免第一至第六开关管q1~q6的反并二极管将其他整流回路的电压反向输入形成箝位。因此，输入整流桥组只是普通的工频整流，也可以使用普通的工频整流器替代，同时在第一至第三整流桥fb1~fb3后并联的第一至第三滤波电容c1~c3可以吸收部分高频电流，减少外部滤波器的电流震荡以及开关管在高频开通时候引起的高频电压尖峰，从而改善emi。
24.实施例1采取的控制方法是：一种非隔离式三相整流变换器的控制方法，包括如下步骤：s100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；s200：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；s300：对当前区间段下的降压开关单元施加驱动信号进行pwm驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；然后将已导通的瞬时值次高相交流的回路上降压开关通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应的开关管同时施加相同占空比大小的“高”模式pwm驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加“中”模式pwm驱动信号，其中，在各个区间段中，施加“高”模式pwm驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式pwm驱动信号的开关管先关断；s400：关断降压开关单元的所有驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
25.在步骤s300~s400中，对不会形成电流通路的开关管施加与“高”模式pwm驱动信号相同的驱动信号或与“高”模式pwm驱动信号同时关断的驱动信号。每相导通电流的时间与相电压的瞬时值成正比关系，瞬时值最大相的电流导通时间等于其它两相电流导通时间的总和。判断瞬时值大小的方法为比较各相瞬时值的绝对值大小。
26.如图4所示，实施例1输入的三相交流电源，包括a相输入phase a、b相输入phase b
和c相输入phase c，为了方便描述，设三相电压相差120
°
，且为正弦电压，每360
°
一个循环；考虑到表述直观方便，以30
°
到390
°
，即下一周期的30
°
点为一个完整周期，各交汇点分别定义为ac（30
°
）、bc（90
°
）、ba（150
°
）、ca（210
°
）、cb（270
°
）、ab（330
°
）、ac（30
°
或390
°
）；过零点标为“0”点。
27.如图3所示，正极输出端与负极输出端之间可接负载或可等效为负载的电路，根据电路降压的基本原理，输出电压应该是比输入电压低才构成降压。因此在实施例1中，三相中瞬时值最大的两相形成导通相对输出端则构成了电压差，以图4中a相的0
°
或者原点做参考，所述电压差的瞬时差值最低点应该是a相的30
°
、90
°
、150
°
、210
°
、270
°
、330
°
点，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1+1/2倍的相电压最高幅值，因此相负载侧的输出电压的幅值范围最高为三相相电压的倍，为相电压有效值。当输出电压设定小于，则会小于三相电压两相间任意时刻的最小电压差值，此时降压型工作原理成立。
28.如图5所示，从ac点开始到bc点的ac
‑
bc区间内，a相与b相电压瞬时值的绝对值高于c相，因此与a相连接的第一整流桥fb1和第三整流桥fb3的内部正端二极管（即第一二极管d1和第九二极管d9）、第十三二极管d13和第十七二极管d17受正偏电压而导通，电压记为va；与b相连接的第一整流桥fb1和第二整流桥fb2的内部负端二极管（即第四二极管d4和第七二极管d7）、第十四二极管d14和第十六二极管d16受正偏电压而导通，电压记为vb；与c相连接的第二整流桥fb2和第三整流桥fb3的内部二极管，即第六二极管d6、第八二极管d8、第十二极管d10和第十二二极管d12受电压va及vb反偏而无法导通，第三开关管q3和第六开关管q6都没有电流通过，即第三开关管q3的电压被箝位为va，第六开关管q6的电压被箝位为vb。当第一至第六开关管q1～q6同时被施加pwm驱动开通信号，则第一至第六开关管q1～q6中对应的开关管会被开通。a相的电流可经第一二极管d1、第十三二极管d13和第一开关管q1构成的支路或者第九二极管d9、第十七二极管d17和第五开关管q5构成的支路，流经第一续流电感l1，通过第四滤波电容c4或负载，流经第二续流电感l2，通过第二开关管q2、第十四二极管d14和第四二极管d4构成的支路或者第四开关管q4、第十六二极管d16和第七二极管d7构成的支路回到b相交流源。电流经过了输入整流桥和降压开关组的两条并联的通路。
29.如图6所示，在ac
‑
0区间内，当第一开关管q1、第五开关管q和第六开关管q6的驱动或者第一开关管q1和第五开关管q5的驱动被关断后；此时由于回路中第一续流电感l1和第二续流电感l2的存在，所以电流无法立即反向，电感电动势会发生反向而续流，同时与c相连接的第六二极管d6和第十五二极管d15受正偏电压导通，由于第三开关管q3受开通驱动信号所以一直导通，电流由c相经过输入第六二极管d6、第十五二极管d15和第三开关管q3，流经第一续流电感l1、第四滤波电容c4和第二续流电感l2，通过第四开关管q4、第十六二极管d16、第七开关管d7构成的支路或者第二开关管q2、第十四二极管d14和第四二极管d4构成的支路回到b相交流源。
30.如图7所示，在0
‑
bc区间内，在0
‑
bc区间内时，第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4的驱动或者第二开关管q2和第四开关管q4的驱动被关断后，此时由于回路中第一续流电感l1和第二续流电感l2的存在，所以电流无法立即反向，电感电动势会发生反向而续流，同时与c相连接的第十二二极管d12和第十五二极管d15受正偏电压导通，由于第三开关管q6受开通驱动信号所以一直导通，电流由a相经过第一二极管d1、第十三二极管d13和
第一开关管q1构成的支路或者第九二极管d9、第十七二极管d17和第五开关管q5构成的支路，流经第一续流电感l1、第四滤波电容c4和第二续流电感l2，通过第六开关管q6、第十八二极管d18和第十二二极管d12回到c相交流源。
31.由上可知，在每个开关周期内实现每相均可以导通电流从而是实现高pf值及低thdi的关键在于，先由瞬时值较高且极性相反的两相导通，并在回路的电感上储能，而后关断与瞬时值的绝对值次高相的导通回路中的开关管，使续流电流通过瞬时值最低相。因此在每个开关周期，瞬时值次高相的电流回路会先关断，先关断的开关管的pwm驱动信号模式记为“中”，后关断的开关管的pwm驱动信号模式记为“高”。瞬时值最低相的开关管驱动虽然也可以施加“高”模式pwm驱动信号，但是开关管须在“中”模式pwm驱动信号关断后才能导通，这种pwm驱动模式又可记为“低”。因此在实施例1的实际控制中，虽然开关管导通的占空比可以有三种，但是正常情况下每个周期的pwm驱动有两种数值即可满足控制。
32.如图8所示，当施加在开关管上的所有pwm开通电压都关断，开关管的断开后输入的所有电流回路则被切断，由于电感的电流不能瞬变，第一续流电感l1和第二续流电感l2必然保持续流，因此第十九d19受正向偏置导通。电流由第四滤波电容c4的负端或者电路输出端的等效负载负端，经过第二续流电感l2、第十九二极管d19和第一续流电感l1回到第四滤波电容c4的正端或者电路输出端的等效负载正端，构成电流续流回路。
33.根据以上关于实施例1的工作原理，在降压开关单元中，同一开关周期内，导通回路上的开关管的pwm驱动信号先关断的驱动模式记为“中”，后关断的pwm驱动信号模式记为“高”。所述控制方法在每个开关周期先由瞬时值相对较高且极性相反的两相先导通，导通回路的电感则会产生压降和储能，随后关断与瞬时值次高相的通路中的开关管，使续流电流通过瞬时值的绝对值的最低相。因此在每个开关周期，三相均有电流流通，如果根据实时控制将pwm驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的pf值，即实现pfc矫正功能。
34.此外，在不考虑控制复杂性，只是需要实现相同效果的情况下，也可以采用另外一种控制模式，对各个降压回路的开关管不同时施加驱动信号，先给瞬时值较高且极性相反的两相施加信号使其导通，而后关断正在导通的两相中的瞬时值次高相电流通路的开关管，并对瞬时值最低相交流回路上的开关管施加驱动信号使其导通，从而使其续流电流通过瞬时值最低相，然后再控制关断降压开关单元中的开关管。因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相的电流回路会先关断，先关断的pwm驱动信号模式记为“中”，后开通的pwm驱动信号模式记为“低”，先开通而最后关断的pwm驱动信号模式记为“高”。该种方式其并未脱离我们前述的“高”“中”控制策略，因此后面不再做详细叙述。
35.图3相比于图2所示的电路可以看出，电路中明显减少了两个开关管。根据前述工作原理分析，可以对实施例1的电路可以进行等效变换：当a、b两相的开关管导通的时候，图3的等效电路如图9所示，相比图1和图2，图9所示的电路多了一条并联导流通路。根据对称性及开关功能性对图9进行简化后得到图10，瞬态情况下交流源通过二极管整流后可等效为直流源，或者说交流源加二极管在瞬时电路中可以视为直流源；同时交流回路中的组合开关管也可以简化等效为一个开关，因此图10可进一步等效成如图11所示的电路。实施例1 的线路进行上述等效后，实际可以看作是一个降压电路，因此该电路具备典型的降压功能vo=vin*d，其中vo为输出电压，vin为输入电压，d为占空比。考虑到线路中的器件导通损耗，
死区、驱动延时等占空比导通角丢失以及必要的功率因素矫正功能，输出电压最好要低于全工频周期内的瞬时值较高两相的最低差值的0.96倍以内，所以实施例1的输出电压，即正母线及负母线间的压差的幅值范围最高为三相相电压的2.036倍，即的2.036倍，即倍。
36.对于其他区间段而言，控制方法与ac
‑
bc区间类似。对于bc
‑
ba区间，在bc
‑
0区间内，a 、b两相电流通路的开关管驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，c相的电流通路的开关管驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即c相回路先关断；在0
‑
ba区间内，c、b两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，a相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即a相回路先关断。
37.对于ba
‑
ca区间，在ba
‑
0区间内，a 、c两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，b相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即b相回路先关断；在0
‑
ca区间内，a、b两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，c相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即c相回路先关断。
38.对于ca
‑
cb区间，在ca
‑
0区间内，b、c两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，a相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即a相回路先关断；在0
‑
cb区间内，a、c两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，b相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即b相回路先关断。
39.对于cb
‑
ab区间，在cb
‑
0区间内， b、a两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，c相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即c相回路先关断；在0
‑
ab区间内，b、c两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，a相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即a相回路先关断。
40.对于ab
‑
ac区间，在ab
‑
0区间内，c、a两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，b相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即b相回路先关断；在0
‑
ac区间内，b、a两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式pwm驱动信号，c相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式pwm驱动信号，即c相回路先关断。
41.由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各交流电压的瞬时波形的特征来判断，而不以理想角度来表示，根据三相电源信号的特点，可以分成十二个区间段，十二个区间段根据上述原理，各个开关管驱动信号的波形逻辑表如表1所示。
42.表1 开关管驱动状态逻辑表
ꢀ“
低”模式表示根据前述控制方法，可施加与最大瞬时值相的开关管同样的驱动信号，或者最迟在瞬时值同方向的另一相的开关管的驱动信号关断前再施加与最大瞬时值相的开关管构成续流的驱动信号，占空比记为“高
‑
中”。“低1”模式表示不需要施加驱动信号或者在最大瞬时值相的开关管导通期间可以施加任意占空比的信号。因此，考虑到控制的简化和归一化，在不影响功能实现的基础上，“低”和“低1”模式均可以施加同“高”模式一致的驱动信号。此时表1可简化成如表2所示的开关管驱动状态逻辑表：表2 简化后的开关管驱动状态逻辑表根据表2所示的开关管驱动状态逻辑表，将一个控制周期总分为12个区间段，并执行如下控制方法：检测输入交流电压，判断输入电压的各项指标是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，则开始工作，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相判断，分析各相电源的当前时刻所处的相位和区间段；分析出各相电源的电压的瞬时值的绝对值大小，同时对瞬时值次高相的电流回路中对应的开关管施加“中”模式pwm驱动信号，给其余的开关管施加相同占空比大小的“高”模式pwm驱动信号。使瞬时值较高的两相电源构成电流通路，同时储能续流单元的电感上形成分压储能，在“中”模式pwm驱动信号关断后，原施加“高”模式pwm驱动信号的另外两相的开关管会给电感提供续流通路而继续导通。
ꢀ“
高”、“中”模式pwm驱动信号的具体占空比大小则由控制器实时控制运算结果确定。当所有的开关管的驱动关断后，电感电动势反向，电感电流由第十九二极管d19构成通路。总体来说，各
相输入导通电流的时间与相电压的瞬时值成相对关系，即瞬时值越高的，电流导通时间越久、或者占空比越大，瞬时值最大相的电流导通时间等于瞬时值相对较低另外两相电流导通时间的和，且小于开关周期的总时间，相关波形驱动如图12所示。
43.通过上述控制方法，有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将pwm驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的pf值，即实现pfc矫正功能。在高功率密度场合，优势十分明显，可满足高精尖产品需要。
44.实施例2：如图13所示，实施例2提出了一种以实施例1为基础的变形实施例，包括至少两个如实施例1所述的一种非隔离式三相整流变换器，每个非隔离式三相整流变换器并联连接，并且每个非隔离式三相整流变换器的第一至第六开关管的工作相位按照1/n个高频开关周期交错，其中，n为并联的非隔离式三相整流变换器的总数。
45.实施例2的控制方式与实施例1相同，通过实施例1所述的“高”、“中”模式pwm驱动信号控制法，可以分别对n个并联连接的非隔离式三相整流变换器进行控制，n个并联连接的非隔离式三相整流变换器的第一至第六开关管的工作相位按照1/n个高频开关周期交错；因此交流输入端的电流可以构成多相交错并联，从而改善降压型电源输入电流断续的缺点。
46.以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。