自适应直流-直流升压转换器装置的制作方法

自适应直流
‑
直流升压转换器装置
技术领域
1.本发明涉及一种自适应直流
‑
直流升压转换器装置，包括电路板，电路板具有安装于其上的多个电子组件，多个电子组件包括自适应直流
‑
直流升压转换器电路和连接于自适应直流
‑
直流升压转换器电路的输出的升压去耦电容器。


背景技术：

2.在许多电子设备中，直流
‑
直流升压转换器用于使电源电压升高，例如，在电池运转的设备中，为了将低电池电压调整为高电源电压。从能源效率的角度，这是有效的，因为可以仅在需要时调整电源电压。然而，在这种直流
‑
直流升压转换器中经常使用的去耦电容器可能会导致电子设备产生不需要的声学噪声。
3.国际专利公布wo2015/105719公开了一种使用具有多层陶瓷电容器的装置来消除噪声的技术。在电路中，一个电容器器耦接到参考地，另一个电容器耦接到电源电压。多层陶瓷电容器由使得电容器封装不会因电压电平波动而改变形状或振动的材料制成。
4.美国专利公布us 9,615,460公开了一种用于降低声学噪声的电路板设备。提供了特定的pcb板布局，pcb的任一侧具有两个以背对背的方式设置的电容器封装区域。


技术实现要素：

5.本发明寻求提供一种解决方案，以在施加交流信号时抑制源自包括在(印刷)电路板上的陶瓷电容器的可听噪声。
6.根据本发明，如上所定义，提供一种自适应直流
‑
直流升压转换器装置，进一步包括直流
‑
直流升压转换器，自适应直流
‑
直流升压控制单元和声学噪声抑制滤波器。直流
‑
直流升压转换器具有转换器设定值输入，升压电源输入和升压电压输出。自适应直流
‑
直流升压控制单元具有控制输入和控制输出。声学噪声抑制滤波器具有与自适应直流
‑
直流升压控制单元的控制输出连接的滤波器输入和与直流
‑
直流升压转换器的转换器设定值输入连接的滤波器输出。
7.本发明的实施例具有的优点是自适应直流
‑
直流升压转换器装置可被应用于使用具有低成本、低复杂性布局要求和最小尺寸的简单板电路的电子电路。它提供了一种更简单的解决方案，用于抑制源自陶瓷电容器的可听噪声，同时保持对电源电压的升压能力，例如高放大器输出功率的应用。
8.在另一方面，本发明涉及一种电子电路，其包括根据本文描述的实施例的任一的自适应直流
‑
直流升压转换器装置。
附图说明
9.下面将参照附图更详细地讨论本发明，其中
10.图1示出了使用根据本发明的实施例的自适应直流
‑
直流升压转换器装置的电子电路的示意图；
11.图2示出了使用在根据本发明的实施例的自适应直流
‑
直流升压转换器装置中的声学噪声抑制滤波器的示例性输入和输出信号的信号图；
12.图3示出了图2所示信号的功率谱的曲线图；
13.图4示出了有过冲的滤波器和无过冲的滤波器的阶跃响应图；以及
14.图5示出了根据本发明的声学噪声抑制滤波器的示例性实施例的电路图。
具体实施方式
15.移动应用中的音频放大器使用内置的直流
‑
直流升压转换器来提升电源电压，从而实现高放大器输出功率。内置的直流
‑
直流升压转换器将电池电压增加到放大器中的更高电压，以允许将更多功率驱动到其负载中。由于内置的直流
‑
直流升压转换器仅在需要时提升电源电压，因此可降低电池的功耗，从而延长电池寿命。此外，对于音频信号，升压电压遵循音频信号的包络，因此会响应于变化的电压需求而不断变化。
16.通常，此类音频放大器还在相关(印刷)电路板上采用直流
‑
直流升压转换器去耦电容器，以驱动相关负载(例如扬声器)。大多数音频放大器使用陶瓷电容器作为直流
‑
直流升压转换器去耦电容器，因为它们在保持良好的性能的同时尺寸更小、成本更低。然而，在电路板上使用陶瓷电容器的缺点是会产生可听噪声，也称为声学噪声，可听噪声来自陶瓷电容器，例如在施加交流信号时。这通常被称为“电容器啸叫”。陶瓷电容器本身不会产生这种可听噪声，但它可能会响应于施加的电压变化而振动、膨胀和/或移动，因此，陶瓷电容器可能会在物理上使电路板振动。虽然电容器的移动很小，只有大约1pm
‑
1nm，但噪声水平仍然可听到的。特定的电路板共振频率会产生大部分可听噪声。这些共振频率通常高于4khz，但可能会转移到较低频率，例如，如果电容器的物理尺寸更大。
17.本领域中已有抑制“电容器啸叫”的影响的技术。一种技术是使用多层陶瓷电容器，例如在国际专利公布wo2015/105719中公开的，多层陶瓷电容器由使电容器封装不会响应于变化的电压需求而改变形状或振动的材料形成。然而，多层陶瓷电容器通常比普通陶瓷电容器更昂贵，从而推高了制造成本。另一种技术是使用特殊pcb板布局，pcb板的任一侧具有两个设置为背对背的方式的电容器封装区域，例如，在美国专利公布us 9,615,460中所公开的。虽然这成功地降低了可听噪声，但这种特殊的pcb板布局通常具有更复杂的布局要求，并且还需要更多空间，而后者至关重要，尤其是在移动应用中。一种替代技术是将内置的直流
‑
直流升压转换器固定为恒定输出电压，从而避免任何变化的电压需求并抑制可听噪声，但这会导致效率损失和电池消耗增加。
18.因此，本领域需要克服这些缺点，并提供一种以低成本和低复杂性的电路以抑制“电容器啸叫”的技术，同时通过可靠的操作保持变化的电压需求。
19.本发明的实施例提供了一种自适应直流
‑
直流升压转换器装置来对电源电压进行升压，同时提供一种简单的解决方案来抑制源自去耦电容器的可听噪声，其具有低成本和简单的(印刷)板电路。
20.图1示出了根据本发明示例性实施例的使用自适应直流
‑
直流升压转换器装置的电子电路的示意图。在这个示例性实施例中，电子电路围绕放大器2构建，在进一步的应用中，它可以是不同类型的电子电路。自适应直流
‑
直流升压转换器装置包括电路板，电路板具有安装在其上的多个电子组件，这多个电子组件包括自适应直流
‑
直流升压转换器电路
3，以及连接到自适应直流
‑
直流升压转换器电路3的输出的升压去耦电容器c
bst
。电路板可以是常规的印刷电路板pcb，例如，具有环氧树脂或陶瓷底座，或是柔性印刷电路(fpc)。自适应直流
‑
直流升压转换器电路3被布置为对放大器2的电源电压升压，从而降低电池电源的功耗。该示例性实施例中的电池电源被表示为电池电容c
bat
，该电池电容c
bat
具有经由升压电感l
bst
连接到直流
‑
直流升压转换器电路3的电池电压v
bat
。在该示例性实施例中，放大器2驱动负载9(例如扬声器)并且被布置为经由输入接口8和延迟线7接收输入信号。输入接口8可以接收来自例如来外部电路或组件的接口输入8
i
。
21.升压去耦电容器c
bst
可以包括例如直接接地的陶瓷电容器。这将降低自适应直流
‑
直流升压转换器电路3的输出信号中的高频噪声的电平。
22.自适应直流
‑
直流升压转换器电路3包括直流
‑
直流升压转换器4和自适应直流
‑
直流升压控制单元5。直流
‑
直流升压转换器4具有转换器设定值输入4
i
、升压电源输入4
s
和升压电压输出4
o
。自适应直流
‑
直流升压控制单元5具有控制输入5
i
和控制输出5
o
。自适应直流
‑
直流升压控制单元5接收控制输入5
i
，并输出控制输出5
o
。类似地，直流
‑
直流升压转换器4接收转换器设定输入4
i
和来自电池电源的升压电源输入4
s
，并输出相应的升压电压输出4
o
。
23.在特定实施例中，自适应直流
‑
直流升压控制单元5被布置为确定用于输入到直流
‑
直流升压转换器4的转换器设定值输入4
i
的转换器设定值，该转换器设定值与在控制输入端5
i
上的信号电平成比例。换言之，自适应直流
‑
直流升压控制单元5被布置为计算直流
‑
直流升压转换器4的转换器设定值输入4
i
，其中升压电压输出4
o“跟随”控制输入5
i
，即转换器设定值是一个随时间变化的信号。在下面的描述中，信号，例如控制输入，上的信号电平可以包括电压电平或电压幅度。例如，如果控制输入5
i
上是高电压电平，则升压电压输出4
o
上的与控制输入5
i
成比例的信号也将具有高电压电平。
24.作为描述自适应直流
‑
直流升压转换器电路3的操作的非限制性示例，自适应直流
‑
直流升压控制单元5接收控制输入5
i
上的高电压电平，并因此确定电源电压是要待升压的。自适应直流
‑
直流升压控制单元5将因此确定输入到转换器设定值输入端4
i
的高(dc
‑
dc)转换器设定值，即它确定需要高电压电平。直流
‑
直流升压转换器4接收具有相关高(dc
‑
dc)转换器设定值的转换器设定值输入4
i
，其中相关高(dc
‑
dc)转换器设定值由自适应直流
‑
直流升压控制单元5根据高电压电平确定。直流
‑
直流升压转换器4还接收升压电源输入4
s
，并确定升压电源输入4
s
上的电压电平与由自适应直流
‑
直流升压控制单元5确定的高(dc
‑
dc)转换器设定值相比是不够的。然后，结合升压去耦电容器c
bst
，直流
‑
直流升压转换器4可以继续对升压电源输入4s上的电压电平进行升压，以使升压电压输出4
o
的信号为高电压电平。这样，包括自适应直流
‑
直流升压控制单元5和直流
‑
直流升压转换器4的自适应直流
‑
直流升压转换器电路3对电源电压进行了升压，从而在实际使用中降低电池电源的功耗。
25.在图1所示的实施例中，自适应直流
‑
直流升压转换器电路3还包括声学噪声抑制滤波器6，其具有连接到自适应直流
‑
直流升压控制单元5的控制输出5
o
的滤波器输入6
i
和连接到直流
‑
直流升压转换器4的转换器设定值输入4
i
的滤波器输出6
o
。声学噪声抑制滤波器6被布置为滤除导致“电容器啸叫”的谐振频率，即如上所述的电路板的谐振频率，即声学噪声抑制滤波器6的技术效果是，对于通常高于4khz的谐振频率，防止电路板的pm
–
nm级别的
谐振，其例如由安装在电路板上的升压去耦电容器c
bst
上的交流信号造成的。声学噪声抑制滤波器6与自适应直流
‑
直流升压控制单元5和直流
‑
直流升压转换器4串联。在这方面，结合实际使用时对电源电压进行升压的特点，这相对于现有技术具有优势，凭此减少了“电容器啸叫”，并且减少了电池电源的功耗。
26.在图1所示的实施例中，噪声抑制滤波器6位于自适应直流
‑
直流升压控制单元5之后。这是由于自适应直流
‑
直流升压控制单元5的非线性特征，其导致可以触发升压去耦电容器c
bst
谐振的额外高频。通过在自适应直流
‑
直流升压控制单元5之后设置声学噪声抑制滤波器6，这使得声学噪声抑制滤波器6能够抑制额外的高频，即由自适应直流
‑
直流升压控制单元5产生的高于例如4khz的频率。
27.类似地，在图1所示的实施例中，噪声抑制滤波器6位于直流
‑
直流升压转换器4之前。这是为了避免额外成本，因为将噪声抑制滤波器6置于直流
‑
直流升压转换器4和升压去耦电容器c
bst
之间会需要外部组件，例如更高取值和等级的电容器和电感，这将导致更高的成本。
28.更一般地说，本文描述的本发明实施例都涉及自适应直流
‑
直流升压转换器装置，其包括电路板，电路板上安装有多个电子组件，所述多个电子组件包括自适应直流
‑
直流升压转换器电路3和连接到自适应直流
‑
直流升压转换器电路3的输出的升压去耦电容器c
bst
。自适应直流
‑
直流升压转换器电路3包括直流
‑
直流升压转换器4，自适应直流
‑
直流升压控制单元5，和声学噪声抑制滤波器6。直流
‑
直流升压转换器4具有转换器设定值输入4
i
，升压电源输入4
s
，和升压电压输出4
o
。自适应直流
‑
直流升压控制单元5具有控制输入5
i
和控制输出5
o
。声学噪声抑制滤波器6具有与自适应直流
‑
直流升压控制单元5的控制输出5
o
连接的滤波器输入6
i
和与直流
‑
直流升压转换器4的转换器设定值输入4
i
连接的滤波器输出6
o
。所描述的所有实施例提供了自适应直流
‑
直流升压转换器装置以对例如高放大器输出功率应用中的电源电压升压，自适应直流
‑
直流升压转换器装置具有简单而可靠的解决方案来抑制源自去耦电容器的可听噪声，具有低成本和低复杂性的电路，以及最小尺寸的布局要求。
29.在示例性实施例中，声学噪声抑制滤波器6是低通滤波器。在这方面，声学噪声抑制滤波器6允许小于特定截止频率的频率不被改变地通过，而所有其他频率，即噪声，被极大地改变和衰减(0到x khz的通过带宽)。这减少了由特定电路板谐振频率产生的可听噪声。
30.在进一步的具体实施例中，声学噪声抑制滤波器6具有小于4khz的通过带宽。在示例性实施例中，声学噪声抑制滤波器6具有小于(或等于)约1khz的通过带宽。通过带宽可以具有0hz的最低频率(低通滤波器)，或者可以以中心频率为中心，取决于特定应用。例如，具有大约自0
…
1khz的通过带宽的声学噪声抑制滤波器6(即低通滤波器)将允许等于和小于1khz的所有频率不被改变地通过，并且频率高于1khz的任何信号都将被改变并大大衰减以滤除任何可能的噪音。在另一示例中，具有1khz的通过带宽，2.5khz的下截止频率f1和3.5khz的上截止频率f2的声学噪声抑制滤波器6将允许2.5khz和3.5khz之间的频率不被改变地通过，任何低于2.5khz和高于3.5khz的频率都被改变和衰减，因此中心频率等于即3khz。在进一步的实施例中，声学噪声抑制滤波器6是带通滤波器并且带通滤波器的上截止频率小于4khz。
31.声学噪声抑制滤波器6的通过带宽的示例性大小对例如电路板、升压去耦电容c
bst
的物理尺寸,升压去耦电容c
bst
的形状系数和具体应用的组合是特定的。如上所述，一般而言，产生可听噪声的具体电路板谐振频率通常高于4khz，因此，包括具有大约从0...1khz的通过带宽的低通滤波器的声学噪声抑制滤波器6大大降低了4khz和更高频率处的可听噪声，而不会大大衰减包括频率低于1khz的真实信号。
32.一般而言，在进一步的实施例中，通过带宽决定于升压去耦电容器c
bst
的物理尺寸。更具体地说，升压去耦电容器(c
bst
)的物理尺寸反向地取决于通过带宽。如上所述，例如，如果升压去耦电容器c
bst
的物理尺寸较大，则谐振频率可能向较低频率偏移，因此，可能需要具有较小通过带宽的低通滤波器，例如，通过带宽小于1khz。当声学噪声抑制滤波器是带通滤波器时，可能需要具有较低中心频率的带通滤波器。
33.例如，如果需要抑制2khz的谐振频率，则通过带宽也可以等于1khz，上截止频率可以为1.5khz，下截止频率可以为0.5khz，这将允许0.5khz和1.5khz之间的频率通过并且不被改变，并且任何低于0.5khz和高于1.5khz的频率都会被改变和衰减。总而言之，可听噪声的频率不在上截止频率和下截止频率之间。
34.作为另一个非限制性示例，对于输入频率为500hz的放大器2，以及包括两个(标准0603)10μf的陶瓷电容器(每个的尺寸为1.6x0.8mm)并联的升压耦合电容器c
bst
，可听噪声具有4khz和14khz的谐振频率，1khz的通过带宽就足够了。在给出的这个非限制性示例中，如果升压耦合电容器c
bst
包括单个(0805)20μf的陶瓷电容器(尺寸为2x1.25mm)，则谐振频率可以转移到较低频率。
35.在这方面请注意，图1的装置中的直流
‑
直流升压转换器电路3被布置为跟随输入信号的包络，这意味着，在没有声学噪声抑制滤波器6的情况下，输入信号和放大的输出信号(相对于升压电源输入4
s
)可能具有范围在滤波器通过带宽之上的频率成分。
36.在图1所示的示例性实施例中，声学噪声抑制滤波器6是四阶低通滤波器。相比于低阶低通滤波器，例如一阶低通滤波器，四阶低通滤波器允许获得更好定义的衰减特性，其具有高于通过带宽的频率。在非限制性示例中，图2示出了如图1所示的自适应直流
‑
直流升压转换器电路3中使用的声学噪声抑制滤波器6的输入信号和输出信号的曲线图，横轴为时间，纵轴为电压幅值，其中声学噪声抑制滤波器6为四阶低通滤波器，通过带宽为1khz。鉴于图2，虚线代表示例性输入信号，即声学噪声抑制滤波器6的未滤波信号，实线代表示例性输出信号，即声学噪声抑制滤波器6的滤波信号。
37.如图2所示，示例性输出信号具有与示例性输入信号相似的波形，在波的特性，尤其是波的幅度方面没有显着差异。这表明声学噪声抑制滤波器6没有过滤输入信号的更相关的特性。图3说明了图2中所示的两个信号的功率谱。在4khz下获得了＞16db的抑制，并且在较高频率下抑制进一步增加。因此，可听噪声被声学噪声抑制滤波器6充分抑制。
38.注意，图2中为输入信号和输出信号提供的示例是非限制性的，实际的输入信号和输出信号取决于许多因素，例如电路板设计，因此，可能包括不同的信号特性和相关的波形。
39.在图5所示的示例性实施例中，声学噪声抑制滤波器6包括四个一阶滤波器6
a
‑6d
的级联。注意，进一步实施例中的声学噪声抑制滤波器6包括一个、两个或三个一阶滤波器。四个一阶滤波器6
a
‑6d
的级联是串联连接。四个一阶滤波器6
a
‑6d
中的每一个都是个电路，其包
括具有第一倍增系数a1
‑
d1的第一放大器11
a
‑
11
d
、具有第二倍增系数a2
‑
d2的第二放大器15
a
‑
15
d
、加法器12
a
‑
12
d
、量化器13
a
‑
13
d
和延迟元件14
a
‑
14
d
。
40.在图5所示的示例性实施例中，第一倍增系数a1、b1、c1和d1分别等于1/64、1/64、1/32和1/16，第二倍增系数a2、b2、c2和d2分别等于1
‑
1/64、1
‑
1/64、1
‑
1/32和1
‑
1/16。分别位于四个一阶滤波器6
a
‑6d
中的四个量化器13
a
‑
13
d
包括例如20位量化器，并且分别位于四个一阶滤波器6
a
‑6d
中的四个延迟元件14
a
‑
14
d
具有例如一个比特(bit)时间的延迟时间。各种组件可以以数字电路实现。应注意，图5所示的示例性实施例所公开的倍增系数(a1
‑
d1；a2
‑
d2)、量化器值(13
a
‑
13
d
)和延迟元件时间(例如1秒)被描述为非限制性的示例。在这方面，倍增系数、量化器值和延迟元件时间的精确值可能会有所不同并取决于特定应用。
41.除了上面刚刚讨论的不同倍增系数之外，四个一阶滤波器6
a
‑6d
中的每一个的操作彼此相似。
42.在进一步的示例性实施例中，声学噪声抑制滤波器6具有相位裕度为90度或更大的开环传递函数。在该实施例中，在阶跃响应即提供升压电压时噪声抑制滤波器6停止信号的任何过冲，由此声学噪声抑制滤波器6可以允许信号上的电压电平逐渐达到期望的电压电平。这在图4的曲线图中示出，其示出了导致过冲的示例性滤波器的阶跃响应和没有过冲的阶跃响应，这是本发明实施例的声学噪声抑制滤波器6的特性，例如如图5所示的采用四个一阶滤波器级联形式的滤波器6。在没有具有90度相位裕度的开环传递函数的情况下，阶跃响应即升压电源的信号过冲将导致突然的、高于预期的高电压电平，这可能会损坏例如放大器2。虽然过冲可以通过例如使用更大的放大器2来补偿，这将需要更多的电路板空间。因此，与本领域已知的解决方案相比，具有90度相位裕度的开环传递函数的声学噪声抑制滤波器6提供了许多优点。
43.进一步的方面的本发明的示例性实施例涉及一种电子电路，其包括根据上述任一实施例的自适应直流
‑
直流升压转换器装置，其中电子电路是放大器；模数转换器；数模转换器；编码器/解码器电路；射频电路；功率放大器；电压调节器之一。
44.在图1所示的示例性实施例中，电子电路是具有放大器输入2
i
、电源输入2
s
和放大器输出2
o
的放大器电路2，其中电源输入2
s
与升压电压输出4
o
连接，放大器输入2
i
与控制输入5
i
连接。升压电压输出4
o
具有一个具有调整的电压电平的信号，如被自适应直流
‑
直流升压转换器电路3所调整的。当升压电压输出4
o
连接到电源输入2
s
时，放大器电路2接收电源输入2
s
，升压电压输出4
o
上的信号是调整的电压电平。
45.放大器电路还接收放大器输入2i，其中放大器电路2处理放大器输入2
i
和电源输入2
s
，并将所得信号作为放大器输出2
o
输出。负载9接收放大器输出2
o
。负载9可以包括例如扬声器或天线。
46.在图1所示的示例性实施例中，多个电子组件还包括与电子电路的输入连接的延迟线7。延迟线7允许足够的时间用于自适应直流
‑
直流升压转换器电路3处理输入信号、调整其上的电压电平并输出升压电压输出4
o
。在这方面，延迟线7的操作与直流
‑
直流升压转换器电路3的操作是分开的，因此延迟线7在直流
‑
直流升压转换器电路3中对输入信号的处理中不起作用。在没有延迟线7的情况下，在电源输入2
s
能够及时馈入放大器电路2以进一步与放大器输入2
i
进行处理之前，放大器输入2
i
可以馈入放大器电路2并作为放大器输出2
o
输出。在一个具体实施例中，延迟线7具有等于自适应直流
‑
直流升压转换器电路3的设定时
间的延迟时间。直流
‑
直流升压转换器电路3的设定时间是一个设计参数，用于提供延迟线7的正确设计实现参数。这允许电子电路尽可能高效地执行，在处理中没有任何多余的延迟。在示例性实施例中，直流
‑
直流升压转换器电路3可以被布置为以每秒15kv的速率上升。以这种典型的上升速率，从2.5v的电池电压开始，达到10v需要500μs：(10
‑
2.5)/15e3＝500e
‑6。因此应该补偿该上升时间的延迟线7的长度例如为大约500μs。将上升速率限制为每秒15kv，甚至更低，其目的是降低上升期间所需的电池电流。
47.上文已经参考附图中所示的多个示例性实施例描述了本发明。一些部件或元件的修改和替代实现是可能的，并且包括在所附权利要求中限定的保护范围内。