多相串联电容直流-直流转换器控制电路、控制方法

多相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路、控制方法
技术领域
1.本公开涉及电子技术领域，尤其涉及一种多相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路、控制方法。


背景技术：

2.在高压、大转换比的应用环境下，通常采用n相串联电容直流
‑
直流转换器，现有的n相串联电容式直流
‑
直流转换器采用电流模式控制，需要电流采样电路，利用输出电压和电感电流作为反馈量对转换器进行控制；为避免n相功率管导通时间发生交叠，n相控制信号需保持360
°
/n的固定相位差，功率管控制信号无法实现大于t/n的导通时间扩展，限制了负载瞬态响应速度；现有的电流模式控制由于开关频率不固定，输出电压纹波大，需要电流采样电路和复杂的相移产生电路。
3.公开内容
4.鉴于上述问题，本公开提供了一种多相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路、控制方法，以解决上述技术问题。
5.本公开的一个方面提供了一种多相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路，包括：功率级电路，至少包括两相电感，各相电感电流存在预设的相位差，通过控制各相所述电感所在电路的功率管交替通断，使各相电感交替的对负载充电，以实现将输入直流电压转换为负载所需的稳定直流电压；脉冲宽度调制控制电路，用于产生控制各相所述电感所在电路的所述功率管开关的控制信号，其中，当所述负载发生瞬态跳变时，相应扩展当前对负载充电的所述功率管控制信号占空比，以快速响应负载瞬态跳变。
6.可选地，若当前对负载充电的所述功率管控制信号占空比大于1/n，所述脉冲宽度调制控制电路屏蔽其他各相所述电感所在电路的功率管的控制信号，直到所述占空比大于1/n的控制信号扩展结束，恢复各相所述控制信号，n表示所述电感的相数。
7.可选地，所述脉冲宽度调制控制电路包括：误差信号产生电路，用于比较所述功率级电路输出电压与基准电压的差值，得到误差信号；控制信号生成电路，用于根据所述误差信号与一周期斜波信号产生各相控制信号，其中，当负载发生瞬态跳变时，所述误差信号大于所述预设周期斜波信号，当前对负载充电的所述电感所在电路的功率管的控制信号占空比相应扩展；控制信号逻辑电路，用于当所述负载发生瞬态跳变时，若当前对负载充电的所述功率管控制信号的占空比大于1/n时，屏蔽其他各相所述电感所在电路的功率管的控制信号，直到所述占空比大于1/n的控制信号扩展结束，恢复各相所述控制信号，从而避免各相功率管控制信号互相交叠，n表示所述电感的相数。
8.本公开另一方面提供了一种多相串联电容直流
‑
直流转换器控制方法，包括：分别产生多相串联电容直流
‑
直流转换器的功率级电路中的各相功率管的控制信号，以控制各相所述电感依次交替的对负载充电；当所述负载发生瞬态跳变时，扩展当前对负载充电的所述功率管控制信号的占空比，以快速响应负载瞬态跳变。
9.可选地，包括：若当前对负载充电的所述功率管控制信号占空比大于1/n，屏蔽其
他各相所述功率管控制信号；直到所述占空比大于1/n的控制信号扩展结束，恢复各相所述控制信号，n表示所述功率级电路中的电感的相数。
10.可选地，包括：比较所述功率级电路输出电压与基准电压的差值，得到误差信号；当所述误差信号大于一预设周期斜波信号的最低电位时，当前对负载充电的所述功率管控制信号的占空比相应扩展。
11.在本公开实施例采用的上述至少一个技术方案能够达到以下有益效果：
12.本公开提出的多相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路、控制方法可应用于n相串联电容直流
‑
直流转换器，各相控制信号开关频率固定，输出电压纹波小，无需电流采样电路与复杂的相移产生电路，电路结构简单，并且在负载发生瞬态跳变时，可实现大于t/n的功率管导通时间扩展，单周期内等效电感电流为输出负载连续充电时间得到大幅扩展，提高了瞬态响应的速度。
附图说明
13.为了更完整地理解本公开及其优势，现在将参考结合附图的以下描述，其中：
14.图1示意性示出了一种两相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路图；
15.图2示意性示出了一种两相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路的信号示意图；
16.图3示意性示出了本公开实施例提供的多相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路的示意图；
17.图4示意性示出了本公开实施例提供的多相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路的信号示意图；
18.图5示意性示出了本公开实施例提供的多相串联电容直流
‑
直流转换器控制方法的流程。
具体实施方式
19.以下，将参照附图来描述本公开的实施例。但是应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本公开的范围。在下面的详细描述中，为便于解释，阐述了许多具体的细节以提供对本公开实施例的全面理解。然而，明显地，一个或多个实施例在没有这些具体细节的情况下也可以被实施。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本公开的概念。
20.在此使用的术语仅仅是为了描述具体实施例，而并非意在限制本公开。在此使用的术语“包括”、“包含”等表明了所述特征、步骤、操作和/或部件的存在，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、步骤、操作或部件。
21.在此使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有本领域技术人员通常所理解的含义，除非另外定义。应注意，这里使用的术语应解释为具有与本说明书的上下文相一致的含义，而不应以理想化或过于刻板的方式来解释。
22.附图中示出了一些方框图和/或流程图。应理解，方框图和/或流程图中的一些方框或其组合可以由计算机程序指令来实现。这些计算机程序指令可以提供给通用计算机、专用计算机或其他可编程数据处理装置的处理器，从而这些指令在由该处理器执行时可以创建用于实现这些方框图和/或流程图中所说明的功能/操作的装置。
23.因此，本公开的技术可以硬件和/或软件(包括固件、微代码等)的形式来实现。另外，本公开的技术可以采取存储有指令的计算机可读介质上的计算机程序产品的形式，该计算机程序产品可供指令执行系统使用或者结合指令执行系统使用。在本公开的上下文中，计算机可读介质可以是能够包含、存储、传送、传播或传输指令的任意介质。例如，计算机可读介质可以包括但不限于电、磁、光、电磁、红外或半导体系统、装置、器件或传播介质。计算机可读介质的具体示例包括：磁存储装置，如磁带或硬盘(hdd)；光存储装置，如光盘(cd
‑
rom)；存储器，如随机存取存储器(ram)或闪存；和/或有线/无线通信链路。
24.图1示意性示出了一种两相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路图。
25.如图1所示，传统的两相串联电容直流
‑
直流转换器的控制电路包括：功率级电路101、控制环路102。根据传统功率级电路101，phase1和phase2电感电流充电斜率m1和放电斜率m2为：
[0026][0027][0028]
phase1和phase2总的等效电感电流充电斜率、放电斜率和纹波分别为(3)、(4)和(5)：
[0029][0030][0031]
δi
l
＝m
ch
×
dt
ꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0032]
由式(3)可知，电感电流斜率代表负载发生瞬态跳变时电感电流对负载充电的能力，斜率越大，对负载的充电越快，输出电压的恢复速度越快，电压跌落越小，负载瞬态响应速度越快。由公式(5)，负载发生瞬态跳变时，占空比d越大，单周期内对负载电容的充电时间dt越长，输出电压的恢复速度越快，负载瞬态响应速度越快。
[0033]
传统的两相串联电容直流
‑
直流转换器的控制方法的工作原理为：采用电流模式控制，将输出反馈电压v
fb
与基准参考电压v
ref
通过误差放大器ea做差，产生误差信号v
ea
。电感电流检测电路用于检测电感电流i
lb
，将检测到的电压v
sen
与误差信号v
ea
进行比较，以确定phase2功率管sbh导通时间的上升沿(en
onm
)。利用t/2相移产生电路，将en
onm
信号延时t/2产生phase1功率管sah导通时间上升沿(en
ons
)，将两相导通时间信号的上升沿经过弹性导通时间调制器(eom)产生各自的导通时间信号t
onm
和t
ons
。为避免两相功率管导通信号交叠，控制信号v
m
和vs的最大占空比都小于0.5。
[0034]
图2示意性示出了一种两相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路的信号示意图。
[0035]
如图2所示，对于两相电容式降压型直流
‑
直流转换器，在发生负载瞬态响应时，图1所示的传统瞬态响应控制电路通过交替扩展两相控制信号的占空比，扩展两相电感电流上升时间，单周期内对负载电容的充电时间增大，输出电压的恢复速度加快，从而提高负载
瞬态响应速度。
[0036]
然而，根据图1所示的对两相串联电容直流
‑
直流转换器电流模式的控制方式，利用输出电压和电感电流作为反馈量对转换器进行控制，需要额外的电流采样电路；由于开关频率不固定，为避免两相功率管的控制信号交叠，还需要复杂的相移产生电路和额外的控制电路，控制电路复杂；功率管两相控制信号无法实现大于t/2的导通时间扩展，单周期内两相等效电感电流i
l
为负载电容连续充电时间受限，限制了负载瞬态响应速度。
[0037]
基于以上缺点，本公开提供了一种多相串联电容式直流
‑
直流转换器的电压模式控制电路，无需电流采样电路与相移产生电路，电路简单。同时可以在不提高开关频率的前提下，提高负载瞬态响应速度。
[0038]
在本公开实施例中，以两相串联电容式直流
‑
直流转换器进行说明，但本公开的技术方案并不仅限于应用于两相串联电容式直流
‑
直流转换器，下方不再关于此进行赘述。
[0039]
图3示意性示出了本公开实施例提供的多相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路的示意图。
[0040]
如图3所示，该控制电路包括功率级电路310和脉冲宽度调制控制电路320。
[0041]
功率级电路310，至少包括两相电感，各相电感电流存在预设的相位差，通过控制各相所述电感所在电路的功率管交替通断，使各相电感交替的对负载充电，以实现将输入直流电压转换为负载所需的稳定直流电压。
[0042]
脉冲宽度调制控制电路320，用于产生控制各相电感所在电路的功率管开关的控制信号，其中，当所述负载发生瞬态跳变时，相应扩展当前对负载充电的所述电感所在电路的功率管的控制信号的占空比，以快速响应负载瞬态跳变。
[0043]
具体的，所述功率级电路310中至少一相所述电感电路包括：功率开关sah、电容c
fly
、功率开关sal和一个滤波电感l
a
，依次连接；所述功率级电路中至少另一相所述电感电路包括：功率开关sbh、功率开关sbl和一个滤波电感l
b
，依次连接；其中，所述功率开关sah和功率开关sbh均与电容c
f
的输入端连接，所述功率开关sah和sbh用于控制所述功率级电路各相的电压输入；所述滤波电感l
a
和滤波电感l
b
的输出端均与所述功率级电路的输出端口连接；所述功率级电路的输出端口还设有一接地的滤波电容c。此外，电容c并联有负载电阻rl。
[0044]
脉冲宽度调制控制电路320包括：误差信号产生电路321，用于比较所述功率级电路输出电压v
out
与基准电压v
ref
的差值，得到误差信号v
ea
；控制信号生成电路322，用于根据所述误差信号v
ea
与斜波信号ramp产生各相控制信号，其中，当负载发生瞬态跳变时，所述误差信号大于所述预设周期斜波信号，当前对负载充电的所述电感所在电路的功率管的控制信号占空比相应扩展；控制信号逻辑电路323，用于当所述负载发生瞬态跳变时，若控制信号pwm1和pwm2其中之一的占空比大于1/2时，屏蔽其他各相所述电感所在电路的功率管的控制信号，直到所述占空比大于1/2的控制信号扩展结束，恢复各相所述控制信号，从而避免各相功率管控制信号互相交叠。
[0045]
其中，所述控制信号生成电路322产生的所述第一控制信号pwm1和第二控制信号pwm2的占空比的大小分别由误差信号与预设周期谐波信号ramp的差值决定；所述第一控制信号pwm1和第二控制信号pwm2的周期与相位均分别由对应的预设第一周期时钟信号clk1和第二周期时钟信号clk2决定。
[0046]
在本公开实施例中，周期斜波信号与所述单相周期时钟信号的周期相同。可以由斜波信号ramp产生周期脉冲信号，以两相串联电容直流
‑
直流转换器为例，可由ramp二分频产生具有180
°
相位差的两相时钟信号clk1、clk2，从而使各相电感所在电路的功率管的控制信号具有相应的相位差。该斜波信号与时钟信号的产生只是一种举例，具体实施方式不进行限制。由于开关频率固定，该电路结构简单，容易设计。
[0047]
在本公开实施例中，通过调节两相控制信号的占空比来使输出电压v
out
稳定至基准电压v
ref
。本公开对其两相控制信号的功能不予限制，且负载发生瞬态时，允许功率管控制信号pwma或pwmb的占空比大于0.5扩展。当所述误差信号大于所述预设周期斜波信号的最低电位时，当前对负载充电的所述功率管控制信号的占空比随所述误差信号大小进行相应扩展。若当前对负载充电的所述功率管控制信号占空比大于0.5，所述控制信号逻辑电路屏蔽其他各相所述功率管的控制信号，直到所述占空比大于0.5的控制信号扩展结束，恢复各相所述控制信号，从而避免两相栅端控制信号互相交叠。
[0048]
进一步的，当功率级电路包括n相电感时，若所述负载发生瞬态跳变时，当前对负载充电的所述功率管控制信号的占空比大于1/n时，脉冲宽度调制控制电路将屏蔽其他各相所述电感所在电路的功率管的控制信号，直到所述占空比大于1/n的控制信号扩展结束，恢复各相所述控制信号，从而避免各相功率管控制信号互相交叠。
[0049]
图4示意性示出了本公开实施例提供的多相串联电容直流
‑
直流转换器控制电路的信号示意图。
[0050]
如图4所示，当负载发生瞬态跳变时，这里以phase1为当前为负载充电的电感电流回路，允许pwma的占空比大于0.5扩展举例展开说明。
[0051]
当负载发生瞬态跳变时，phase1功率管控制信号pwma允许实现大于0.5的占空比扩展。如图4所示，pwm1信号扩展的幅度取决于负载发生瞬态跳变时误差信号v
ea
与ramp信号的大小关系，当pwm1的占空比大于0.5，屏蔽pwm2信号，功率开关sbh关闭，sbl导通，该过程直到pwm1信号扩展结束，恢复既有的两相控制信号。
[0052]
如图4所示，在负载发生瞬态跳变时，由于等效电感电流i
l
(即：两相电感电流之和)小于负载电流i
out
，输出滤波电容c对负载放电，输出电压v
out
下降，经过d
trnew
t时间后等效电感电流i
l
等于负载电流，输出电压停止下降，之后等效电感电流i
l
大于负载电流iout，为输出滤波电容c充电。图4所示等效电感电流i
l
与负载电流i
out
之间的黑色阴影部分面积代表负载发生跳变时，输出电容放电的电荷量q
new_discharge
。本公开提出的控制方法中等效电感电流达到负载电流的时间可由式(6)计算。
[0053][0054]
式中d
trnew
t为瞬态后等效电感电流i
l
增大到负载电流i
out_h
所需要的时间，d
a，trnew
为瞬态时phase1功率管的控制信号pwma的占空比(d
a，trnew
可大于0.5)，i
out_l
和i
out_h
分别为负载跳变前后的负载电流。
[0055]
而传统的多相串联电容式降压型直流
‑
直流转换器的控制方法，如图2所示，在负载发生跳变时，由于两相控制信号v
m
和v
s
的占空比交替扩展，无法大于0.5，导致等效电感电流i
l
在未达到负载跳变之后的负载电流i
out_h
时，等效电感电流i
l
又以式(4)的斜率开始下降，等待另外一相电感电流来为负载电容充电，无法连续为输出负载电容充电，加剧了输出
电容对负载放电，增加了输出电容放电的电荷量，增大了输出电压波动幅度，使恢复时间增长。图2所示等效电感电流i
l
与负载电流i
out
之间的黑色阴影部分面积代表负载发生跳变时，输出电容放电的电荷量q
old_discharge
。在该控制方法下等效电感电流达到负载电流的时间可由式(7)计算。
[0056][0057]
式中d
trold
t为传统控制方法瞬态后等效电感电流i
l
增大到负载电流i
out_h
所需要的时间，d
a，trold
为瞬态时phase1控制信号v
s
的占空比(d
a，trold
小于0.5)。
[0058]
由式(6)和(7)中的i
out_h
和i
out_l
相等可知，d
trnew
t＜d
trold
t；由图(2)和(4)中各黑色阴影部分面积(本公开提出的瞬态响应控制方法与传统控制方法中等效电感电流充电斜率和放电斜率分别相等)可知，q
new_discharge
＜q
old_discharge
，即：本公开提出的瞬态控制方法在负载发生跳变时，可以减少输出电容放电的电荷量，同时也可以减小等效电感电流达到跳变后负载电流的时间。由公式δv
out
×
c＝q
discharge
得：δv
out_new
＜δv
out_old
，本公开提出的控制方法在发生负载跳变时，输出电压变化幅度较小，输出电压较稳定。综上：由于本公开提出的瞬态响应控制方法中phase1功率管的控制信号pwma可以实现大于0.5的占空比扩展，使等效电感电流为输出负载连续充电时间得到大幅扩展，提高了负载瞬态响应速度。
[0059]
本公开提出的控制电路可应用于n相串联电容直流
‑
直流转换器，在负载发生瞬态跳变时，可实现大于t/n的功率管导通时间扩展，t表示功率级电路对负载的充电周期，单周期内等效电感电流为输出负载连续充电时间得到大幅扩展，提高了瞬态响应的速度。
[0060]
图5示意性示出了本公开实施例提供的多相串联电容直流
‑
直流转换器控制方法的流程。
[0061]
如图5所示，本公开提供的控制方法包括步骤s510～s520。
[0062]
s510，分别产生多相串联电容直流
‑
直流转换器的功率级电路中的各相功率管的控制信号，以控制各相所述电感依次交替的对负载充电。
[0063]
s520，当所述负载发生瞬态跳变时，扩展当前对负载充电的所述功率管控制信号的占空比，以快速响应负载瞬态跳变。
[0064]
在本公开实施例中，误差信号产生电路321将输出电压v
out
与基准电压v
ref
比较，得到误差信号v
ea
；控制信号生成电路322将误差信号v
ea
与ramp的大小关系决定了pwm1和pwm2的扩展幅度；控制信号逻辑电路323将控制信号pwm1和pwm2做逻辑处理，避免各相控制信号互相交叠，进而产生phase1的控制信号pwma与phase2的控制信号pwmb。通过调节phase1环路和phase2环路功率管控制信号pwma、pwmb的占空比来调节输出电压v
out
稳定至基准电压v
ref
。
[0065]
其中，控制信号生成电路322将误差信号v
ea
与ramp的大小关系决定了pwm1的扩展幅度，包括：
[0066]
s521，比较所述功率级电路输出电压与基准电压的差值，得到误差信号；
[0067]
s522，当所述误差信号大于所述预设周期斜波信号的最低电位时，当前对负载充电的所述电感所在电路的功率管的控制信号的占空比随所述误差信号大小进行相应扩展。
[0068]
相应的，误差信号v
ea
与ramp的大小关系决定了pwm2的扩展幅度，产生phase2的控制信号pwm2；负载发生跳变时，当phase1的控制信号pwm1的占空比大于0.5，屏蔽phase2的控制信号pwm2，即sbh关断，sbl导通，该过程直到pwm1信号扩展结束，恢复既有的两相控制信号。
[0069]
根据本公开的实施例，该方法还包括：
[0070]
s523，若当前对负载充电的所述电感所在电路的功率管的控制信号占空比大于0.5，屏蔽其他各相所述电感所在电路的功率管的控制信号；
[0071]
s524，直到所述占空比大于0.5的控制信号扩展结束，恢复各相所述控制信号。
[0072]
这里需要说明的是，步骤s520～s524只是本公开实施例提供的多相串联电容直流
‑
直流转换器控制方法流程的一种举例解释说明，这里不予以限制。
[0073]
本公开提出的控制方法可应用于n相串联电容直流
‑
直流转换器，在负载发生瞬态跳变时，可实现大于t/n的功率管导通时间扩展，单周期内等效电感电流为输出负载连续充电时间得到大幅扩展，提高了瞬态响应的速度。
[0074]
可以理解的是，步骤s510～s520可以合并在一个模块中实现，或者其中的任意一个模块可以被拆分成多个模块。或者，这些模块中的一个或多个模块的至少部分功能可以与其他模块的至少部分功能相结合，并在一个模块中实现。根据本公开的实施例，其中的至少一个可以至少被部分地实现为硬件电路，例如现场可编程门阵列(fpga)、可编程逻辑阵列(pla)、片上系统、基板上的系统、封装上的系统、专用集成电路(asic)，或可以以对电路进行集成或封装的任何其他的合理方式等硬件或固件来实现，或以软件、硬件以及固件三种实现方式的适当组合来实现。或者，步骤s510～s520中的至少一个可以至少被部分地实现为计算机程序模块，当该程序被计算机运行时，可以执行相应模块的功能。
[0075]
本领域技术人员可以理解，本公开的各个实施例和/或权利要求中记载的特征可以进行多种组合或/或结合，即使这样的组合或结合没有明确记载于本公开中。特别地，在不脱离本公开精神和教导的情况下，本公开的各个实施例和/或权利要求中记载的特征可以进行多种组合和/或结合。所有这些组合和/或结合均落入本公开的范围。
[0076]
尽管已经参照本公开的特定示例性实施例示出并描述了本公开，但是本领域技术人员应该理解，在不背离所附权利要求及其等同物限定的本公开的精神和范围的情况下，可以对本公开进行形式和细节上的多种改变。因此，本公开的范围不应该限于上述实施例，而是应该不仅由所附权利要求来进行确定，还由所附权利要求的等同物来进行限定。