一种永磁同步电机补偿控制方法及系统与流程

1.本发明属于电机控制技术领域，更具体地，涉及一种永磁同步电机补偿控制方法及系统。


背景技术：

2.永磁同步电机具有功率密度大、效率高和结构简单等优点，广泛应用于各行各业。在永磁同步电机制造时，通常需要保证三相阻抗均衡。在电机长时间工作时，电机发热使电阻出现温漂或在制造时转子没有对中充分，都会引起电机三相阻抗不均衡。此外，在某些工况下，传输线阻抗所占的阻抗要高于电机内部的阻抗，传输线阻抗不均衡也会进一步加剧电机三相阻抗不均衡。当永磁同步电机处于三相不均衡状态，工作时会出现电压电流脉动，导致转矩转速脉动，从而影响电机正常工作。
3.现有的永磁同步电机三相不均衡控制方法主要是通过电流正负序分解，然后分别对正负序电压电流进行控制，使得引起脉动的部分电压电流趋于0。这种控制方法没有考虑到电机模型的特性只是对不平衡的传输线产生的干扰进行控制，正负序分解法在分解过程中会增加延迟环节给电机的控制带来影响，增加多个闭环控制系统会增加系统的复杂性，导致系统不稳定。
4.因此，特别需要一种控制方法以克服导致系统不稳定的问题。


技术实现要素：

5.本发明的目的是提出一种导致系统稳定且不影响基本控制策略的永磁同步电机补偿控制方法。
6.为了实现上述目的，本发明提供了一种永磁同步电机补偿控制方法，包括：计算永磁同步电机的pi控制输出电压v
p
；对所述永磁同步电机进行扰动观测，计算所述永磁同步电机的扰动补偿电压v
l
；计算重复控制输出电压v
r
；基于所述pi控制输出电压v
p
、扰动补偿电压v
l
和所述重复控制输出电压v
r
，获得当前周期补偿控制后的最终输出电压v
e
。
7.优选地，通过下述步骤获得所述pi控制输出电压v
p
；实时采集所述永磁同步电机的角速度、电角度和三相电流ia、ib、ic；基于所述电角度，将三相电流ia、ib、ic由三相坐标系转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq；基于所述角速度，获得所述永磁同步电机的q轴指令电流基于所述q轴指令电流和q轴实际输出电流iq，获得q轴指令电压基于d轴指令电流初始值和d轴实际输出电流id，获得d轴指令电压其中，所述pi控制输出电压v
p
为：
8.优选地，通过clark坐标变换，将三相电流ia、ib、ic由三相坐标系转换为α
‑
β坐标系下的电机α轴输出电流iα、β轴输出电流iβ；通过park坐标变换，将α
‑
β坐标系下的电机α轴输出电流iα、β轴输出电流iβ转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出
电流iq。
9.优选地，clark坐标变换矩阵k
s1
与park坐标变换矩阵k
s2
的乘积k
s
为：
[0010][0011]
其中，k
s
为clark坐标变换矩阵与park坐标变换矩阵的乘积，θ为电角度。
[0012]
优选地，采用下述步骤获得所述永磁同步电机的扰动补偿电压v
l
；计算所述永磁同步电机的扰动观测参考电压基于所述扰动观测参考电压计算所述扰动补偿电压v
l
；
[0013]
其中，
[0014][0015][0016][0017]
其中，c
p
(z)为扰动观测的滤波函数，为上一周期补偿控制后的最终输出电压，为扰动观测的d轴、q轴参考电压，为等效永磁同步电机三相平均估计电阻，为等效永磁同步电机三相平均估计电感，i
d
、i
q
为d轴、q轴实际输出电流，ω
e
为电机电角速度，ω
e
＝p*ω，p为电机极对数，ω为角速度，为电机转子磁链。
[0018]
优选地，采用下述公式计算重复控制输出电压v
r
：
[0019]
v
r
＝g
rc
(z)e(z)，
[0020]
其中，g
rc
(z)为重复控制的传递函数，e(z)为d轴、q轴指令电流与d轴、q轴实际
输出电流之间的差值，n为误差信号的周期与采样间隔的比值，c(z)为补偿传递函数，c(z)＝k
r
z
j
s(z)，j为常数，k
r
为重复控制增益，s(z)为低通滤波器，q(z)为低通滤波器或者为接近1的常数。
[0021]
优选地，采用下述公式获得当前周期补偿控制后的最终输出电压v
e
：
[0022]
v
e
＝v
p
+v
l
+v
r
。
[0023]
本发明还提供一种永磁同步电机补偿控制系统，包括：电机电流采集模块，所述电机电流采集模块用于采集永磁同步电机的实时三相电流ia、ib、ic；角速度采集模块，所述角速度采集模块用于采集所述永磁同步电机的实时角速度；电角度采集模块，所述电角度采集模块用于采集所述永磁同步电机的实时电角度；电流坐标变换模块，所述电流坐标变换模块分别与所述电机电流采集模块和电角度采集模块连接，用于将三相坐标系下的电流转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq；pi控制模块，所述pi控制模块与所述角速度采集模块和电流坐标变换模块连接，根据所述实时角速度、电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq进行pi控制，并将pi控制输出电压v
p
输出至最终输出电压v
e
计算模块；扰动补偿模块，所述扰动补偿模块与所述电流坐标变换模块和最终输出电压v
e
计算模块连接，根据所述d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq对所述永磁同步电机进行扰动观测，并将扰动补偿电压v
l
输出至所述最终输出电压v
e
计算模块；重复控制模块，所述重复控制模块与所述pi控制模块、电流坐标变换模块和最终输出电压v
e
计算模块连接，根据所述d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq进行重复控制，并将重复控制输出电压v
r
输出至最终输出电压v
e
计算模块；最终输出电压v
e
计算模块，所述最终输出电压v
e
计算模块分别与所述pi控制模块、扰动补偿模块和重复控制模块连接，用于获得当前周期补偿控制后的最终输出电压v
e
。
[0024]
优选地，所述pi控制模块包括第一pi控制器、第二pi控制器和第三pi控制器，将所述角速度和目标角速度的差值作为所述第一pi控制器的输入，所述第一pi控制器的输出作为q轴指令电流将所述q轴指令电流与q轴实际输出电流iq的差值作为所述第二pi控制器的输入，所述第二pi控制器的输出作为q轴指令电压将所述d轴指令电流初始值与d轴实际输出电流id的差值作为所述第三pi控制器的输入，所述第三pi控制器的输出作为d轴指令电压其中，所述pi控制输出电压v
p
为：
[0025]
优选地，所述扰动补偿模块包括扰动观测器和带通滤波器，所述重复控制模块包括重复控制器，将所述d轴实际输出电流id和q轴实际输出电流iq作为所述扰动观测器的输入，所述扰动观测器的输出作为扰动观测的d轴、q轴参考电压；将上一周期补偿控制后的最终输出电压与所述扰动观测的d轴、q轴参考电压的差值作为所述带通滤波器的输入，所述带通滤波器的输出作为扰动补偿电压v
l
；将所述q轴指令电流与q轴实际输出电流iq的差值及所述d轴指令电流初始值与d轴实际输出电流id的差值作为重复控制器的输入，所述重复控制器的输出作为重复控制输出电压v
r
；所述最终输出电压v
e
计算模块将所述pi控制输出电压v
p
、扰动补偿电压v
l
和重复控制输出电压v
r
相加，将相加的和作为最终输出电压
v
e
。
[0026]
本发明的有益效果在于：本发明的永磁同步电机补偿控制方法通过扰动观测电压抑制三相不均衡产生扰动，并通过重复控制电压和pi控制输出电压减小对输出信号控制的稳态误差，当实际电机运转时三相阻抗发生变化时，电机不会出现转速及转矩脉动，保证电机正常的运转，系统稳定，且有效的降低了由三相不均衡带来的二阶谐波幅值。
[0027]
本发明的方法具有其它的特性和优点，这些特性和优点从并入本文中的附图和随后的具体实施例中将是显而易见的，或者将在并入本文中的附图和随后的具体实施例中进行详细陈述，这些附图和具体实施例共同用于解释本发明的特定原理。
附图说明
[0028]
通过结合附图对本发明示例性实施方式进行更详细的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优势将变得更加明显。其中，在本发明示例性实施方式中，相同的附图标记通常代表相同部件。
[0029]
图1示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制方法的流程图。
[0030]
图2示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的框图。
[0031]
图3示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的扰动观测器的算法示意图。
[0032]
图4示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的重复控制器的算法示意图。
[0033]
图5示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的未加电阻时的d轴实际输出电流示意图。
[0034]
图6示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的加电阻时的d轴实际输出电流示意图。
[0035]
图7示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的加电阻时的d轴实际输出电流谐波分析图。
[0036]
图8示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的加电阻时的d轴实际输出电流进行谐波频率与电机二倍电频率进行对比图。
[0037]
图9示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的增加补偿算法后的d轴实际输出电流示意图。
[0038]
图10示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的未增加补偿算法后的d轴实际输出电流示意图。
[0039]
图11示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的增加补偿算法未加电阻的d轴实际输出电流示意图。
[0040]
图12示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的增加三相不均衡补偿时的d轴实际输出电流谐波分析图。
[0041]
附图标记说明
[0042]
102、电机电流采集模块；104、角速度采集模块；106、电角度采集模块；108、电流坐标变换模块；110、pi控制模块；112、扰动补偿模块；114、重复控制模块；116、最终输出电压v
e
计算模块。
具体实施方式
[0043]
下面将参照附图更详细地描述本发明的优选实施例。虽然附图中显示了本发明的优选实施例，然而应该理解，可以以各种形式实现本发明而不应被这里阐述的实施方式所限制。相反，提供这些实施方式是为了使本发明更加透彻和完整，并且能够将本发明的范围完整地传达给本领域的技术人员。
[0044]
根据本发明的一种永磁同步电机补偿控制方法，包括：计算永磁同步电机的pi控制输出电压v
p
；对永磁同步电机进行扰动观测，计算永磁同步电机的扰动补偿电压v
l
；计算重复控制输出电压v
r
；基于pi控制输出电压v
p
、扰动补偿电压v
l
和重复控制输出电压v
r
，获得当前周期补偿控制后的最终输出电压v
e
。
[0045]
具体的，通过扰动观测电压抑制三相不均衡产生扰动，并通过重复控制电压和pi控制输出电压减小对输出信号控制的稳态误差，当实际电机运转时三相阻抗发生变化时，电机不会出现转速及转矩脉动，保证电机正常的运转，且有效的降低了由三相不均衡带来的二阶谐波幅值。
[0046]
作为优选方案，通过下述步骤获得pi控制输出电压v
p
；实时采集永磁同步电机的角速度、电角度和三相电流ia、ib、ic；基于电角度，将三相电流ia、ib、ic由三相坐标系转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq；基于角速度，获得永磁同步电机的q轴指令电流基于q轴指令电流和q轴实际输出电流iq，获得q轴指令电压基于d轴指令电流初始值和d轴实际输出电流id，获得d轴指令电压其中，pi控制输出电压v
p
为：
[0047]
通过角度及转速传感器采集永磁同步电机的角速度ω与电角度θ信号，通过电流采集模块采集永磁同步电机的三相电流i
a
、i
b
、i
c
信号，通过clark变换和park变换将三相电流i
a
、i
b
和i
c
由三相坐标系转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq；根据角速度通过转速pi闭环控制得到电机q轴指令流转速pi闭环控制是指：目标转速ω
*
与实际角速度ω的偏差(做差)作为转速pi控制器i的输入、获得电机q轴指令流设置电机d轴指令电流经过pi电流闭环控制得到q轴指令电压和d轴指令电压pi电流闭环控制是指：q轴指令电流与实际电流i
q
的偏差作为电流pi控制器ii的输入，pi控制器ii的输出为d轴指令电压将d轴指令电流与实际电流i
d
的偏差作为电流pi控制器iii的输入电流，电流pi控制器iii的输出为d轴指令电压得到pi控制输出的电压v
p
，
[0048]
作为优选方案，通过clark坐标变换，将三相电流ia、ib、ic由三相坐标系转换为α
‑
β坐标系下的电机α轴输出电流iα、β轴输出电流iβ；通过park坐标变换，将α
‑
β坐标系下的电机α轴输出电流iα、β轴输出电流iβ转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq。
[0049]
作为优选方案，clark坐标变换矩阵k
s1
与park坐标变换矩阵k
s2
的乘积k
s
为：
[0050][0051]
其中，θ为电机电角度，k
s
为clark坐标变换矩阵与park坐标变换矩阵的乘积，k
s
‑1为k
s
矩阵的逆。
[0052]
具体的，先将电流由三相坐标系转换为α
‑
β坐标系下，再由α
‑
β坐标系下转换为d
‑
q坐标系。
[0053]
作为优选方案，采用下述步骤获得永磁同步电机的扰动补偿电压v
l
；
[0054]
计算永磁同步电机的扰动观测参考电压基于扰动观测参考电压计算扰动补偿电压v
l
；
[0055]
其中，
[0056][0057][0058][0059]
其中，c
p
(z)为扰动观测的滤波函数，为上一周期补偿控制后的最终输出电压，为扰动观测的d轴、q轴参考电压，为等效永磁同步电机三相平均估计电阻，为等效永磁同步电机三相平均估计电感，i
d
、i
q
为d轴、q轴实际输出电流，ω
e
为电机电角速度，ω
e
＝p*ω，p为电机极对数，ω为角速度，为电机转子磁链。
[0060]
具体的，根据公式：计算扰动观测参考电
压根据扰动计算公式：得到扰动补偿电压用于补偿由于永磁同步电机与传输线阻抗不均衡产生的扰动；其中，为扰动观测的dq参考电压，为等效永磁同步电机三相平均估计电阻，为等效永磁同步电机三相平均估计电感，i
d
、i
q
为电机实际输出d、q电流，ω
e
为电机电角速度ω
e
＝p*ω，p为电机极对数由电机数据手册得到，为电机转子磁链由电机数据手册得到，c
p
(z)为扰动观测的滤波函数、为二阶带通滤波器，为本发明的补偿控制方法计算得到的上一时刻(上一控制周期)的永磁同步电机三相阻抗不均衡的最终输出的dq轴电压v
e
，为扰动观测参考电压。
[0061]
作为优选方案，采用下述公式计算重复控制输出电压v
r
：
[0062]
v
r
＝g
rc
(z)e(z)，
[0063]
其中，g
rc
(z)为重复控制的传递函数，e(z)为d轴、q轴指令电流与d轴、q轴实际输出电流之间的差值，n为误差信号的周期与采样间隔的比值，c(z)为补偿传递函数，c(z)＝k
r
z
j
s(z)，j为常数，k
r
为重复控制增益，s(z)为低通滤波器，q(z)为低通滤波器或者为接近1的常数。
[0064]
具体的，利用重复控制和pi控制，可以得到重复控制的传递函数公式v
r
＝g
rc
(z)e(z)；其中，g
rc
(z)为重复控制的传递函数，e(z)为dq指令电流与实际电流之间的差，c(z)为补偿传递函数，c(z)＝k
r
z
k
s(z)，k
r
为重复控制增益，s(z)为低通滤波器，k为常数用来产生超前环节，n为误差信号的周期与采样间隔的比值，q(z)为低通滤波器或者为接近1的常数，v
r
为重复控制的输出为重复控制的输出和为重复输出d，q轴电压。
[0065]
作为优选方案，采用下述公式获得当前周期补偿控制后的最终输出电压v
e
：
[0066]
v
e
＝v
p
+v
l
+v
r
。
[0067]
具体的，将扰动补偿电压v
l
、pi控制输出电压v
p
、重复控制输出电压v
r
相加作为本发明永磁同步电机三相阻抗不均衡的补偿控制方法的最终输出电压v
e
，即v
e
＝v
p
+v
l
+v
r
。
[0068]
将最终输出电压v
e
通过park逆变换、svpwm调制算法以及三相逆变器的调整变换为三相电压，对电机输入该三相电压。
[0069]
本发明还提供一种永磁同步电机补偿控制系统，包括：电机电流采集模块，电机电流采集模块用于采集永磁同步电机的实时三相电流ia、ib、ic；角速度采集模块，角速度采集模块用于采集永磁同步电机的实时角速度；电角度采集模块，电角度采集模块用于采集永磁同步电机的实时电角度；电流坐标变换模块，电流坐标变换模块分别与电机电流采集模块和电角度采集模块连接，用于将三相坐标系下的电流转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq；pi控制模块，pi控制模块与角速度采集模块和电流坐标变换模块连接，根据实时角速度、电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq进行pi控制，并将pi控制输出电压v
p
输出至最终输出电压v
e
计算模块；扰动补偿模块，扰动补偿模块与电流坐标变换模块和最终输出电压v
e
计算模块连接，根据d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq对永磁同步电机进行扰动观测，并将扰动补偿电压v
l
输出至最终输出电压v
e
计算模块；重复控制模块，重复控制模块与pi控制模块、电流坐标变换模块和最终输出电压v
e
计算模块连接，根据d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq进行重复控制，并将重复控制输出电压v
r
输出至最终输出电压v
e
计算模块；最终输出电压v
e
计算模块，最终输出电压v
e
计算模块分别与pi控制模块、扰动补偿模块和重复控制模块连接，用于获得当前周期补偿控制后的最终输出电压v
e
。
[0070]
针对出现三相不均衡时的电机模型，将传输线上的阻抗等效于电机内部阻抗定量分析电机三相不均衡产生的影响,本发明通过将三相等效永磁同步电机模型等效为电机与传输线三相下的模型，来分析三相阻抗不均衡下电机的运行状况，这样可以简化电机在三相下复杂的数学模型。
[0071]
由三相坐标系转换到d、q坐标系要经过clark、park变换，clark变换与park变换乘积的矩阵形式为：
[0072][0073]
[0074]
其中，clark变换的矩阵为park变换的矩阵为θ为电机电角度，定义k
s
为clark坐标变换矩阵与park坐标变换矩阵的乘积，k
s
‑1为k
s
矩阵的逆。
[0075]
根据三相变换公式，分析电阻在不均衡下的影响：定义r为电阻矩阵。
[0076][0077]
其中r
a
、r
b
、r
c
为a，b，c三相上的电阻包含电机电阻和传输线电阻，可通过万用表进行测量。
[0078]
根据电压方程：
[0079][0080][0081][0082]
定义电压矩阵其中为仅考虑电阻时d，q轴电压。定义其中为仅考虑电阻时的d，q轴电流。其中为(r
a
+r
b
+r
c
)/3。基于同样的原理可以分析三相不平衡下的d、q电压与电感的关系，定义电感矩阵l：
[0083][0084]
l
a
、l
b
、l
c
为三相等效电感包含电机电阻和传输线电感，可通过万用表进行测量。
[0085][0086][0087][0088]
λ
d
、λ
q
为电机d、q磁链，ω
e
为电机的电角速度，由此可得到仅在电感有影响下d、q电压为：
[0089][0090][0091]
其中为(l
a
+l
b
+l
c
)/3。考虑到电机实际中永磁体在q轴也存在磁链，因此最终的电压可以写成：
[0092][0093][0094]
其中v
d
,v
q
为三相等效永磁同步电机模型在不均衡下的实际输出d、q电压，即为三相等效永磁同步电机模型在不均衡下的实际输出d、q电压，即为转子磁链通过对电机数据手册得到，考虑到将d、q电流的噪声滤除后di
d
/dt＜＜ω
e
i
d
、di
q
/dt＜＜ω
e
i
q
，而对的控制方式来说i
d
＜＜i
q
此时便可以将公式进一步化简。简化后的公式为：
[0095]
[0096][0097]
所以在电机旋转的过程中而当三相不相等时会出现二阶谐波。且二阶谐波的大小与电机转速和电机的电流直接相关。因此，要通过一种方法有效的降低了由三相不均衡带来的二阶谐波幅值。
[0098]
具体的，根据电流采集模块和电角度采集模块采集的信号，将电流由三相坐标转换为d_q坐标下的d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq，根据角速度采集模块的信号和d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq通过pi控制模块，获得pi输出电压，将d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq经过扰动补偿模块获得扰动补偿电压，将电流的差值作为重复控制模块的输入，获得重复控制电压，最终输出的电压为v
e
＝v
p
+v
l
+v
r
。
[0099]
根据示例性的实施方式，永磁同步电机补偿控制系统通过扰动观测模块抑制三相不均衡产生扰动，并通过重复控制模块和pi控制模块减小对输出信号控制的稳态误差，当实际电机运转时三相阻抗发生变化时，电机不会出现转速及转矩脉动，保证电机正常的运转，系统稳定，且有效的降低了由三相不均衡带来的二阶谐波幅值。
[0100]
作为优选方案，pi控制模块包括第一pi控制器、第二pi控制器和第三pi控制器，将角速度和目标角速度的差值作为第一pi控制器的输入，第一pi控制器的输出作为q轴指令电流将q轴指令电流与q轴实际输出电流iq的差值作为第二pi控制器的输入，第二pi控制器的输出作为q轴指令电压将d轴指令电流初始值与d轴实际输出电流id的差值作为第三pi控制器的输入，第三pi控制器的输出作为d轴指令电压其中，pi控制输出电压v
p
为：
[0101]
通过角速度采集模块和电角度采集模块采集永磁同步电机的角速度ω与电角度θ信号，通过电流采集模块采集永磁同步电机的三相电流i
a
、i
b
、i
c
信号，通过电流坐标变换模块(clark变换和park变换)将三相电流i
a
、i
b
和i
c
由三相坐标系转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq；将目标转速ω
*
与实际角速度ω的偏差(做差)作为第一pi控制器的输入、将第一pi控制器的输出作为电机q轴指令流设置电机d轴指令电流经过pi电流闭环控制得到q轴指令电压和d轴指令电压pi电流闭环控制是指：q轴指令电流与实际电流i
q
的偏差作为第二pi控制器的输入，第二pi控制器的输出为d轴指令电压将d轴指令电流与实际电流i
d
的偏差作为第三pi控制器的输入电流，第三pi控制器的输出为d轴指令电压得到pi控制输出的电压v
p
，
[0102]
作为优选方案，扰动补偿模块包括扰动观测器和带通滤波器，重复控制模块包括
重复控制器，将d轴实际输出电流id和q轴实际输出电流iq作为扰动观测器的输入，扰动观测器的输出作为扰动观测的d轴、q轴参考电压；将上一周期补偿控制后的最终输出电压与扰动观测的d轴、q轴参考电压的差值作为带通滤波器的输入，带通滤波器的输出作为扰动补偿电压v
l
；将q轴指令电流与q轴实际输出电流iq的差值及d轴指令电流初始值与d轴实际输出电流id的差值作为重复控制器的输入，重复控制器的输出作为重复控制输出电压v
r
；最终输出电压v
e
计算模块将pi控制输出电压v
p
、扰动补偿电压v
l
和重复控制输出电压v
r
相加，将相加的和作为最终输出电压v
e
。
[0103]
具体的，扰动观测器将三相等效永磁同步电机模型等效成电机与传输线结合的模型，三相等效永磁同步电机模型为三个相同的电感与电阻通过星型方式连接，与实际存在三相不均衡的电机与传输线模型作对比，将三相不均衡产生的误差进行纠正。其中g
p
(z)为控制对象的传递函数，g
n
(z)为系统的参考模型的传递函数，d(z)为干扰值，ξ(z)为测量噪声，c
p
(z)为二阶带通滤波器，其主要作用是降低测量噪声对系统的干扰，以及减少基波的误差。
[0104]
扰动观测器模块，将由于电机系统出现三相不均衡的电压等效为电机系统广义未知输入扰动，通过公式得到三相不均衡产生的误差信号为二阶分量，因此带通滤波器带宽要包含由三相不均衡产生的误差信号，并将所观测得到的电机系统扰动实时的补偿到电机控制部分电压输出项，从而起到对扰动和摄动引起的电机系统偏差的补偿效果。扰动观测模块思想基于对电机模型的先验知识和可测输入输出量，能够在不改变电机系统总体稳定性的前提下实现对电机系统动、静态特性的修正，广泛应用于工程实践。以下对其具体实施方式进行介绍：
[0105]
永磁同步电机系统(永磁同步电机双闭环控制系统的模型)的实际工作模型可表述为：
[0106][0107]
扰动观测器建立的参考模型(理想的永磁同步电机模型)可表述为：
[0108][0109]
其中为实际输入电压，为实际输入电压，为补偿控制方法计算得到上一时刻(上一控制周期)补偿控制的输出的dq轴电压v
e
，为扰动观测的d轴、q轴参考电压，i
d
、i
q
为电机输出d、q电流，ω
e
为电机电角速度，为电机转子磁链由电机数据手册得
到，为等效永磁同步电机三相平均估计电阻，为等效永磁同步电机三相平均估计电感，
[0110]
其中r
a
、r
b
、r
c
为电机与传输线的三相电阻之和，l
a
、l
b
、l
c
为电机与传输线的三相电感之和，是在三相阻抗不均衡时，由坐标变换后产生的dq误差电压；在考虑传输线阻抗不均衡时，是随时变化的，因此此时可以选设计的理论值。由于实际的参考模型中存在误差，因此扰动观测模块的c
p
(z)为带通滤波器，且中心频率为2倍电频率，其中电频率f为2π/ω
e
，可消除基波误差，为了减小带通滤波器带来的延迟影响，右截止频率取中心频率的20～40倍，左截止频率取中心频率1/2～1/3，获得三相不均衡产生的误差电压，达到补偿的效果。通过建立扰动观测器可以对未知的误差电压进行估算：
[0111][0112]
其中为扰动观测的d轴、q轴参考电压，为上一时刻(上一控制周期)补偿控制方法得到的电机实际输入电压通过调节带通滤波器c
p
(z)的中心频率为二倍电机电频率可以只得到由三相阻抗不均衡产生的误差电压，从而补偿系统。
[0113]
重复控制在控制周期信号具有能够稳定稳态误差作用，基于内膜理论在系统没有误差的时候，重复控制器能够提供上一个周期的信号使系统没有静态误差。其中p(z)为被控对象的传递函数这里为永磁同步电机的模型
[0114][0115][0116]
其中i
dm
,i
qm
为永磁同步电机模型dq轴输出电流，u
dm
,u
qm
为永磁同步电机模型d、q轴输出电压，r
sm
为永磁同步电机模型内阻由电机数据手册给出，l
dm
,l
qm
为永磁同步电机模型的d、q轴电感由电机数据手册给出，ω
m
为永磁同步电机模型的角速度根据电机输出手册给定的角速度范围给定，φ
fm
为永磁同步电机模型磁链由电机数据手册给出。
[0117]
e(z)为误差信号，为输入信号，q(z)为辅助补偿器，c(z)为补偿器，q(z)通常为低通滤波器或者小于1的常数，工程上常取0.95，本发明取0.95，其作用是改善系统的稳定性。误差信号与输入信号之间的传递函数根据李雅普诺夫判据稳定性条件，得知系统稳定需要保证全部特征值都要位于单位圆内，因此稳定的条件为：|q(z)
‑
c(z)p(z)|＜1，将z＝e
jv v∈[0,π]带入，对于任意的v只要满足稳定的条件，系统就稳定。n的选择是信号中扰动的周期与控制周期的比值，由于三相不均衡产生的二阶分量的误差，因此信号中扰动的频率为2倍的电频率，控制周期为控制器选择的控制周期，这里的选择为100us。c(z)主要是补偿器由于引入q(z)使系统产生延迟，需要增加超前环节，另外c(z)的存在使c(z)p(z)的幅值减少，所以c(z)需要补偿幅值，因此c(z)可以写成如下形式：c(z)＝k
r
z
k
s(z)。k
r
为重复控制的增益，用于幅值补偿，较大的k
r
可以加快稳定的速度，但是过大的数值会导致系统不稳定，需要反复调节k
r
为在保证系统稳定性的时候的极限k
r
值的1/2，k为常数提供超前环节，其大小由低通滤波器的带宽产生的延迟与控制周期有关，数值为s(z)的截止频率/控制周期100us。s(z)为低通滤波器，s(z)的截止频率可以通过不断的调节，使低通滤波器的存在可以使受控对象在高频区有更大的衰减，从而使系统更加稳定，截止频率可取2倍电频率的5～10倍。
[0118]
实施例一
[0119]
图1示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制方法的流程图。
[0120]
如图1所示，该永磁同步电机补偿控制方法，包括：
[0121]
s102：计算永磁同步电机的pi控制输出电压v
p
；
[0122]
其中，通过下述步骤获得pi控制输出电压v
p
；实时采集永磁同步电机的角速度、电角度和三相电流ia、ib、ic；基于电角度，将三相电流ia、ib、ic由三相坐标系转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq；基于角速度，获得永磁同步电机的q轴指令电流基于q轴指令电流和q轴实际输出电流iq，获得q轴指令电压基于d轴指令电流初始值和d轴实际输出电流id，获得d轴指令电压其中，pi控制输出电压v
p
为：
[0123]
其中，通过clark坐标变换，将三相电流ia、ib、ic由三相坐标系转换为α
‑
β坐标系下的电机α轴输出电流iα、β轴输出电流iβ；通过park坐标变换，将α
‑
β坐标系下的电机α轴输出电流iα、β轴输出电流iβ转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq。
[0124]
其中，作为优选方案，clark坐标变换矩阵k
s1
与park坐标变换矩阵k
s2
的乘积k
s
为：
[0125][0126][0127]
其中，k
s
为clark坐标变换矩阵与park坐标变换矩阵的乘积，θ为电角度。
[0128]
s104：对永磁同步电机进行扰动观测，计算永磁同步电机的扰动补偿电压v
l
；
[0129]
其中，采用下述步骤获得永磁同步电机的扰动补偿电压v
l
；计算永磁同步电机的扰动观测参考电压基于扰动观测参考电压计算扰动补偿电压v
l
；
[0130]
其中，
[0131][0132][0133]
其中，c
p
(z)为扰动观测的滤波函数，为上一周期补偿控制后的最终输出电压，为扰动观测的d轴、q轴参考电压，为等效永磁同步电机三相平均估计电阻，为等效永磁同步电机三相平均估计电感，i
d
、i
q
为d轴、q轴实际输出电流，ω
e
为电机电角速度，ω
e
＝p*ω，p为电机极对数，ω为角速度，为电机转子磁链。
[0134]
s106：计算重复控制输出电压v
r
；
[0135]
其中，采用下述公式计算重复控制输出电压v
r
：
[0136]
v
r
＝g
rc
(z)e(z)，
[0137]
其中，g
rc
(z)为重复控制的传递函数，e(z)为d轴、q轴指令电流与d轴、q轴实际输出电流之间的差值，n为误差信号的周期与采样间隔的比值，c(z)为补偿传递函数，c(z)＝k
r
z
j
s(z)，j为常数，k
r
为重复控制增益，s(z)为低通滤波器，q(z)为低通滤波器或者为接近1的常数。
[0138]
s108：基于pi控制输出电压v
p
、扰动补偿电压v
l
和重复控制输出电压v
r
，获得当前周期补偿控制后的最终输出电压v
e
。
[0139]
其中，采用下述公式获得当前周期补偿控制后的最终输出电压v
e
：
[0140]
v
e
＝v
p
+v
l
+v
r
。
[0141]
实施例二
[0142]
图2示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的框图。图3示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的扰动观测器的算法示意图。图4示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的重复控制器的算法示意图。图5示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的未加电阻时的d轴实际输出电流示意图。图6示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的加电阻时的d轴实际输出电流示意图。图7示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的加电阻时的d轴实际输出电流谐波分析图。图8示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的加电阻时的d轴实际输出电流进行谐波频率与电机二倍电频率进行对比图。图9示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的增加补偿算法后的d轴实际输出电流示意图。图10示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的未增加补偿算法后的d轴实际输出电流示意图。图11示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的增加补偿算法未加电阻的d轴实际输出电流示意图。图12示出了根据本发明的一个实施例的永磁同步电机补偿控制系统的增加三相不均衡补偿时的d轴实际输出电流谐波分析图。
[0143]
如图2、图3、图4、图5、图6、图7、图8、图9、图10、图11和图12所示，该永磁同步电机补偿控制系统，包括：
[0144]
电机电流采集模块102，电机电流采集模块102用于采集永磁同步电机的实时三相电流ia、ib、ic；
[0145]
角速度采集模块104，角速度采集模块104用于采集永磁同步电机的实时角速度；
[0146]
电角度采集模块106，电角度采集模块106用于采集永磁同步电机的实时电角度；
[0147]
电流坐标变换模块108，电流坐标变换模块108分别与电机电流采集模块102和电角度采集模块106连接，用于将三相坐标系下的电流转换为d
‑
q坐标系下的电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq；
[0148]
pi控制模块110，pi控制模块110与角速度采集模块104和电流坐标变换模块108连接，根据实时角速度、电机d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq进行pi控制，并将pi控制输出电压v
p
输出至最终输出电压v
e
计算模块116；
[0149]
扰动补偿模块112，扰动补偿模块112与电流坐标变换模块106和最终输出电压v
e
计算模块116连接，根据d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq对永磁同步电机进行扰动观测，并将扰动补偿电压v
l
输出至最终输出电压v
e
计算模块116；
[0150]
重复控制模块114，重复控制模块114与pi控制模块110、电流坐标变换模块108和最终输出电压v
e
计算模块116连接，根据d轴实际输出电流id、q轴实际输出电流iq进行重复控制，并将重复控制输出电压v
r
输出至最终输出电压v
e
计算模块116；
[0151]
最终输出电压v
e
计算模块116，最终输出电压v
e
计算模块118分别与pi控制模块110、扰动补偿模块112和重复控制模块114连接，用于获得当前周期补偿控制后的最终输出电压v
e
。
[0152]
其中，pi控制模块110包括第一pi控制器、第二pi控制器和第三pi控制器，将角速度和目标角速度的差值作为第一pi控制器的输入，第一pi控制器的输出作为q轴指令电流将q轴指令电流与q轴实际输出电流iq的差值作为第二pi控制器的输入，第二pi控制器的输出作为q轴指令电压将d轴指令电流初始值与d轴实际输出电流id的差值作为第三pi控制器的输入，第三pi控制器的输出作为d轴指令电压其中，pi控制输出电压v
p
为：
[0153]
其中，扰动补偿模块112包括扰动观测器和带通滤波器，重复控制模块114包括重复控制器，将d轴实际输出电流id和q轴实际输出电流iq作为扰动观测器的输入，扰动观测器的输出作为扰动观测的d轴、q轴参考电压；将上一周期补偿控制后的最终输出电压与扰动观测的d轴、q轴参考电压的差值作为带通滤波器的输入，带通滤波器的输出作为扰动补偿电压v
l
；将q轴指令电流与q轴实际输出电流iq的差值及d轴指令电流初始值与d轴实际输出电流id的差值作为重复控制器的输入，重复控制器的输出作为重复控制输出电压v
r
；
[0154]
最终输出电压v
e
计算模块116将pi控制输出电压v
p
、扰动补偿电压v
l
和重复控制输出电压v
r
相加，将相加的和作为最终输出电压v
e
。
[0155]
通过对永磁同步电机输出的电流进行谐波分析，由于不均衡的阻抗会产生二阶电压分量，因此通过对比在没有传输线不均衡下的二阶谐波、增加传输线不均衡的二阶谐波和使用补偿后的二阶谐波，实现对补偿算法的验证。
[0156]
实验中在某一相上串联一个电阻来模拟该工况。实验用永磁同步电机参数如下：为等效永磁同步电机三相电阻的平均值，为等效永磁同步电机三相电感平均值，p为极对数由电机数据手册得到，在测量极对数由电机数据手册得到，在测量中可以不必精确，电角度的采集采用光电编码器采集机械角度再乘以极对数。扰动观测器中的带通滤波器可以消除基波误差。
[0157][0158]
空载启动永磁同步电机，在a相串联5ω电阻实现电机三相阻抗不均衡，转速闭环
设置目标转速为300r/min。未加电阻时的d轴实际输出电流实验图像如图5所示，增加电阻的d轴实际输出电流实验图像如图6所示。在a相串联5ω电阻时，对不同转速下的d轴电流进行谐波分析如图7所示，将实验中的主要谐波频率与电机二倍电频率进行对比，如图8所示。在增加补偿算法后的d轴电流如图9所示，未增加补偿算法的d轴电流谐波分析如图10所示，在a相串联5ω电阻时未补偿的d轴电流谐波分析如图11所示，增加三相不均衡补偿时的d轴电流谐波分析如图12所示。
[0159]
从实验结果的谐波分析中可以看到，在增加不均衡的工况时，电流产生了二阶分量的波动，在增加补偿算法后，三相不均衡造成影响的谐波减小，同时其他阶次谐波相较于未补偿的d轴电流谐波而言并未增加，证明本发明的方法能够减小电机阻抗三相不均衡带来的电流波动。从图中可以看到在未增加三相阻抗不均衡时，在电频率为40hz时的谐波幅值为0.007，而在增加三相不均衡时的40hz谐波幅值为0.032，在增加三相不均衡补偿后的40hz的谐波幅值为0.014，可以看到通过补偿，谐波的增加量为未补偿的28％，可见补偿算法(补偿控制方法)有效的降低了由三相不均衡带来的二阶谐波幅值。
[0160]
以上已经描述了本发明的实施例，上述说明是示例性的，并非穷尽性的，并且也不限于所披露的实施例。在不偏离所说明的实施例的范围和精神的情况下，对于本技术领域的普通技术人员来说许多修改和变更都是显而易见的。