基于双通道T型电路的恒流-恒压充电无线电能传输系统

基于双通道t型电路的恒流
‑
恒压充电无线电能传输系统
技术领域
1.本发明属于无线充电技术领域，具体涉及一种基于双通道t型电路的恒流
‑
恒压充电无线电能传输系统。


背景技术：

2.无线电能传输技术，是一种利用磁场耦合实现电能的无线传输，具有绿色安全、供电灵活等突出优点。其中，感应式无线电能传输由于其无接触火花、漏电危险，无机械磨损等优点而得到广泛应用。
3.利用无线电能传输技术为电池进行充电时，为了保证电池充电过程的安全稳定以及延长电池寿命，一般采用恒流
‑
恒压充电方式，即整个充电过程经历恒流充电和恒压充电两个阶段。首先采用恒定的电池额定电流对电池进行充电，此时电池电压会迅速增加而充电电流维持恒定，当电池电压达到额定电压时，充电结束，这个过程被称作恒流充电阶段；随后，利用恒定的电池额定电压对电池进行充电，流过电池的电流会在此过程中迅速下降而充电电压维持恒定，当流过电池的电流降至充电截止电流时，充电结束结束，这个过程被称作恒压充电阶段；至此，电池完成一次完整充电。
4.无线电能传输系统的主要构成及工作过程为：利用降压模块和工频整流模块，220v工频交流电能够被转换为直流电，再利用高频逆变模块，直流电能够被转换为高频交流电注入至原边线圈，根据电磁感应原理，副边线圈能够接收原边线圈所发射出的高频磁场，并感应出感应电动势，进而利用高频整流模块向电池(负载)提供电能。
5.为了实现电池的恒流
‑
恒压无线充电，现有的技术通常有以下三种方案：1、通过持续的闭环控制调节策略，实现输出电流或电压恒定。2、利用系统的频率特性，使系统工作在特殊频率点，进而实现恒定的输出电流和电压。3、利用具有两种不同输出特性的电路，并通过开关调节系统输出电流和电压。然而第一种方式对于反馈信号的检测精度有较高要求且需要持续检测，另外调节深度受到脉冲宽度限制；由于频率分叉现象的存在，第二种方式降低了系统的稳定性；第三种方式需要求系统接入额外的补偿元件会增加系统的体积与成本。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于：
7.为解决现有技术中的无线电能传输系统稳定性能差，成本高的问题，提供基于双通道t型电路的恒流
‑
恒压充电无线电能传输系统。
8.本发明采用的技术方案如下：
9.基于双通道t型电路的恒流
‑
恒压充电无线电能传输系统，包括原边发射电路、副边接收电路和系统补偿电路；
10.所述原边发射电路包括直流电压源e，直流电压源e连接有高频逆变模块h的输入端，高频逆变模块h输出端依次连接原边线圈补偿电容c
p
和原边发射线圈l
p
；
11.所述副边接收电路包括与原边发射线圈l
p
磁耦合的副边接收线圈l
s
，副边接收线圈l
s
串联有副边线圈补偿电容c
s
，副边线圈补偿电容c
s
连接有整流模块d的输入端，整流模块d的输出端依次连接有滤波电容c
r
和电池负载r；
12.所述系统补偿电路与高频逆变模块h连接或与整流模块d连接，系统补偿电路包括系统补偿电感l1、切换开关s1和系统补偿电容c1。
13.本发明的系统具有两种连接方式：
14.方式一：
15.系统补偿电路与高频逆变模块h连接，系统补偿电路包括原边补偿电感、原边切换开关和原边补偿电容，所述高频逆变模块h由3个串联的开关管q1、q2、q3构成，所述整流模块d由2个串联的二极管d1、d2构成，开关管q1和q2的连接点与原边补偿电感首端相连，开关管q2和q3的连接点与原边补偿电容首端相连，原边补偿电感尾端与原边切换开关首端相连，原边补偿电容尾端与原边切换开关尾端连接后依次串联原边线圈补偿电容c
p
和原边发射线圈l
p
。
16.进一步地，系统补偿电路与高频逆变模块h连接时的系统运行方法为：
17.在充电起始阶段为恒流充电阶段，系统中各个开关管及原边切换开关s1的运行状设置为：
18.q1：持续导通状态；q2：半周期导通，且与q3导通时间互补；q3：半周期导通，且与q2导通时间互补；s1：关断状态；
19.当系统处于恒压充电阶段时，系统中各个开关管及原边切换开关的运行状态设置下：
20.q1：半周期导通，且与q2导通时间互补；q2：半周期导通，且与q1导通时间互补；q3：持续导通状态；s1：持续导通状态；
21.原边发射线圈l
p
与副边接收线圈l
s
之间的互感m数值为：
[0022][0023]
所述原边补偿电感的电感值为：
[0024][0025]
所述原边补偿电容的电容值为：
[0026][0027]
所述原边线圈补偿电容c
p
的电容值为：
[0028][0029]
所述副边线圈补偿电容c
s
的电容值为：
[0030][0031]
上述式中，为直流电压源e的输出电压，ω为系统工作角频率，i
r
、v
r
分别为电池充电的额定电流和额定电压，分别为原边发射线圈lp和副边接收线圈l
s
的自感值。
[0032]
方式二：
[0033]
系统补偿电路与整流模块d连接，系统补偿电路包括副边补偿电感、副边切换开关和副边补偿电容，所述高频逆变模块h由两个串联的开关管q1、q2构成，所述整流模块d由2个二极管d1、d2和一个开关管q3构成，副边线圈补偿电容c
s
尾端分别与副边补偿电感首端和副边补偿电容首端连接，副边补偿电感尾端与副边切换开关串联后连接整流模块d中两个串联二极管d1、d2的中点，副边补偿电容尾端连接于整流模块d中二极管d2和开关管q3的中点。
[0034]
进一步地，系统补偿电路与整流模块d连接时的系统运行方法为：
[0035]
在充电起始阶段为恒流充电阶段，系统中各个开关管及原边切换开关s1的运行状态设置如下：
[0036]
q1：半周期导通，且与q2导通时间互补；q2：半周期导通，且与q1导通时间互补；q3：利用寄生二极管运行；s1：关断状态；
[0037]
当系统处于恒压充电阶段时，系统中各个开关管及原边切换开关s1的运行状态如下：
[0038]
q1：半周期导通，且与q2导通时间互补；q2：半周期导通，且与q1导通时间互补；q3：持续导通状态；s1：持续导通状态；
[0039]
原边发射线圈lp与副边接收线圈l
s
之间的互感m数值为：
[0040][0041]
所述原边线圈补偿电容c
p
的电容值为：
[0042][0043]
所述副边线圈补偿电容c
s
的电容值为：
[0044][0045]
所述副边补偿电容的电容值为：
[0046][0047]
所述副边补偿电感的电感值由为：
[0048][0049]
上述式中，为直流电压源e的输出电压，ω为系统工作角频率，i
r
、v
r
分别为电池充电的额定电流和额定电压，分别为原边发射线圈l
p
和副边接收线圈l
s
的自感值。
[0050]
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
[0051]
1.本发明提出的双通道t型电路的恒流
‑
恒压充电无线电能传输系统，不需要持续的闭环调节控制，仅需通过切换开关管的导通方式，即可完成电池的恒流
‑
恒压充电，避免了持续检测反馈所存在的反馈数据失真问题且没有因深度调节带来的系统稳定性能下降的问题。
[0052]
2.本发明与现有的无线电能传输系统相比，仅需要在原边环路中增加一个双向的开关管，通过改变该开关管以及高频逆变模块中开关管的导通方式即可实现电池的恒流
‑
恒压充电。故系统在充电过程中只有一个工作频率点，避免了频率分叉现象造成的系统不稳定。
[0053]
3.本发明在电路拓扑中没有引入额外的补偿元件，有利于控制成本。
[0054]
4.本发明根据结合实际需求，存在两种方案：第一种方案有利于减小用电设备安装空间，第二种方案不要求系统的无线通讯，进而减少系统通讯成本。
附图说明
[0055]
图1为本发明第一种实施方案的系统电路图；
[0056]
图2为图1中的系统在恒流充电阶段系统等效电路图；
[0057]
图3为图1中的系统在恒压充电阶段系统等效电路图；
[0058]
图4为本发明第二种实施方案的系统电路图；
[0059]
图5为图4中的系统在恒流充电阶段系统等效电路图；
[0060]
图6为图4中的系统在恒压充电阶段系统等效电路图；
具体实施方式
[0061]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0062]
实施例1
[0063]
本发明提供的基于双通道t型电路的恒流
‑
恒压充电无线电能传输系统，如图1所示，包括直流电压源(e)、高频逆变模块(h)、原边补偿电感(l1)、原边切换开关(s1)、原边补偿电容(c1)、原边线圈补偿电容(c
p
)、原边发射线圈(l
p
)、副边接收线圈(l
s
)、副边线圈补偿电容(c
s
)、整流模块(d)、滤波电容(c
r
)、电池负载(r)组成，所述高频逆变模块(h)由3个串联的开关管(q1、q2、q3)构成，所述整流模块(d)由2个串联的二极管(d1、d2)。
[0064]
系统的连接方式为：直流电压源(e)与高频逆变模块(h)输入端相连，高频逆变模块(h)中开关管q1和q2的连接点与原边补偿电感(l1)首端相连，开关管q2和q3的连接点与原边补偿电容(c1)首端相连，原边补偿电感(l1)尾端与原边切换开关(s1)首端相连，原边补偿电容(c1)尾端与原边双向切换开关(s1)尾端连接后依次串联原边线圈补偿电容(c
p
)和原边发射线圈(l
p
)；副边接收线圈(l
s
)串联副边线圈补偿电容(c
s
)后与整流模块(d)输入端相连，整流模块(d)输出端依次连接滤波电容(c
r
)、电池负载(r)。
[0065]
在充电起始阶段，即恒流充电阶段，系统中各个开关管及原边切换开关(s1)的运行状态如下：
[0066]
q1：持续导通状态；q2：半周期导通，且与q3导通时间互补；q3：半周期导通，且与q2导通时间互补；s1：关断状态
[0067]
当系统处于恒压充电阶段时，系统中各个开关管及原边切换开关(s1)的运行状态如下：
[0068]
q1：半周期导通，且与q2导通时间互补；q2：半周期导通，且与q1导通时间互补；q3：持续导通状态；s1：持续导通状态；
[0069]
原边发射线圈(l
p
)与副边接收线圈(l
s
)之间的互感m数值为：
[0070][0071]
所述原边补偿电感(l1)的电感值为：
[0072][0073]
所述原边补偿电容(c1)的电容值为：
[0074][0075]
所述原边线圈补偿电容(c
p
)的电容值为.
[0076][0077]
所述副边线圈补偿电容(c
s
)的电容值为：
[0078][0079]
上述式中，为直流电压源(e)的输出电压，ω为系统工作角频率，i
r
、v
r
分别为电池充电的额定电流和额定电压，分别为原边发射线圈(l
p
)和副边接收线圈(l
s
)的自感值。
[0080]
本实施例的工作原理如下：
[0081]
设定系统中各参数数值直流电压源(e)的输出电压系统工作角频率ω、原边发射线圈(l
p
)与副边接收线圈(l
s
)之间的互感m、原边补偿电感(l1)的电感值所述原边补偿电容(c1)的电容值原边线圈补偿电容(c
p
)的电容值副边线圈补偿电容(c
s
)的电容值原边发射线圈(l
p
)自感值副边接收线圈(l
s
)的自感值电池充电的额定电流i
r
和额定电压v
r
数值均为已知量，并设流过原边补偿电感l1的电流为i
a
，流过原边补偿电容的电流为i
b
，流过原边发射线圈l
p
的电流为i
p
，流过副边接收线圈的电流为i
s
，开关管q2、q3两端电位差为v
ac
，开关管q3两端电位差为v
bc
，二极管d2两端电位差为v
o
，电池等效负载为r。
[0082]
系统如图1所示，设定各环路满足如下谐振条件：
[0083][0084]
当系统处于恒流充电阶段时，系统中各个开关管及原边切换开关(s1)的运行状态如下：
[0085]
q1：持续导通状态；q2：半周期导通，且与q3导通时间互补；q3：半周期导通，且与q2导通时间互补；s1：关断状态。其等效电路如图2所示，开关管q3两端电位差v
bc
与直流电压源e关系如下：
[0086][0087]
流过副边接收线圈的电流i
s
与图中所示的直流输出侧电流i
r
的关系如下：
[0088][0089]
利用网孔电流法对图2所示的电路进行分析，并列写如下方程：
[0090][0091]
对上述公式(30)求解可得到流过副边接收线圈的电流i
s
：
[0092][0093]
上述公式中(32)、(33)代入式(34)可得：
[0094][0095]
由式(36)可知此时系统为与负载r无关的恒流输出系统。
[0096]
当系统处于恒压充电阶段时，系统中各个开关管及原边切换开关(s1)的运行状态如下：
[0097]
q1：半周期导通，且与q2导通时间互补；q2：半周期导通，且与q1导通时间互补；q3：持续导通状态；s1：持续导通状态。其等效电路如图3所示，开关管q2、q3两端电位差v
ac
与直流电压源e关系如下：
[0098][0099]
二极管d2两端电位差v
o
与图中所示的电池电压v
r
关系为的关系如下：
[0100][0101]
对图3所示的电路利用网孔电流法进行分析，可列写如下方程：
[0102][0103]
对上述公式(40)求解可得到二极管d2两端电位差v
o
：
[0104][0105]
上述公式中(42)、(43)代入式(44)可得：
[0106][0107]
由式(46)可知此时系统为与负载r无关的恒压输出系统。
[0108]
实施例2
[0109]
本实施例的基于双通道t型电路的恒流
‑
恒压充电无线电能传输系统，如图4所示，包括直流电压源(e)、高频逆变模块(h)、原边线圈补偿电容(c
p
)、原边发射线圈(l
p
)、副边接
收线圈(l
s
)、副边线圈补偿电容(c
s
)、副边补偿电感(l1)、副边切换开关(s1)、副边补偿电容(c1)，整流模块(d)、滤波电容(c
r
)、电池负载(r)组成，所述高频逆变模块(h)由两个串联的开关管(q1、q2)构成，所述整流模块(d)由2个二极管(d1、d2)和一个开关管(q3)。
[0110]
系统的连接方式为：直流电压源(e)与高频逆变模块(h)输入端相连，高频逆变模块(h)输出端依次连接原边线圈补偿电容(c
p
)、原边发射线圈(l
p
)；副边接收线圈(l
s
)与副边线圈补偿电容(c
s
)首端连接，副边线圈补偿电容(c
s
)尾端分别与副边补偿电感(l1)首端、副边补偿电容(c1)首端连接，副边补偿电感(l1)尾端与副边切换开关(s1)串联后连接整流模块(d)中两个串联二极管(d1、d2)的中点，副边补偿电容(c1)尾端与整流模块(d)中串联的二极管(d2)和开关管中点连接，整流模块(d)输出端依次连接滤波电容(c
r
)、电池负载(r)。
[0111]
在充电起始阶段，即恒流充电阶段，系统中各个开关管及原边切换开关(s1)的运行状态如下：
[0112]
q1：半周期导通，且与q2导通时间互补；q2：半周期导通，且与q1导通时间互补；q3：利用寄生二极管运行；s1：关断状态。
[0113]
当系统处于恒压充电阶段时，系统中各个开关管及原边切换开关(s1)的运行状态如下：
[0114]
q1：半周期导通，且与q2导通时间互补；q2：半周期导通，且与q1导通时间互补；q3：持续导通状态；s1：持续导通状态。
[0115]
原边发射线圈(l
p
)与副边接收线圈(l
s
)之间的互感m数值为：
[0116][0117]
所述原边线圈补偿电容(c
p
)的电容值为：
[0118][0119]
所述副边线圈补偿电容(c
s
)的电容值为：
[0120][0121]
所述副边补偿电容(c1)的电容值为：
[0122][0123]
所述副边补偿电感(l1)的电感值为：
[0124][0125]
上述式中，为直流电压源(e)的输出电压，ω为系统工作角频率，i
r
、v
r
分别为电池充电的额定电流和额定电压，分别为原边发射线圈(l
p
)和副边接收线圈(l
s
)的自感值。
[0126]
本实施例方案的工作原理如下：
[0127]
设定系统中各参数数值直流电压源(e)的输出电压系统工作角频率ω、原边发射线圈(l
p
)与副边接收线圈(l
s
)之间的互感m、原边补偿电感(l1)的电感值所述原边补偿电容(c1)的电容值原边线圈补偿电容(c
p
)的电容值副边线圈补偿电容(c
s
)的电容
值原边发射线圈(l
p
)自感值副边接收线圈(l
s
)的自感值电池充电的额定电流i
r
和额定电压v
r
数值均为已知量，并设流过原边发射线圈l
p
的电流为i
p
，流过副边接收线圈的电流为i
s
，流过副边补偿电感l1的电流为i
a
，流过副边补偿电容的电流为i
b
，开关管q2两端电位差为v
p
，二极管d2与开关管q3两端电位差为v
ac
，开关管q3两端电位差为v
bc
，电池等效负载为r。
[0128]
系统如图4所示，设定各环路满足如下谐振条件：
[0129][0130]
当系统处于恒流充电阶段时，系统中各个开关管及原边切换开关(s1)的运行状态如下：
[0131]
q1：半周期导通，且与q2导通时间互补；q2：半周期导通，且与q1导通时间互补；q3：利用寄生二极管运行；s1：关断状态。其等效电路如图5所示，开关管q2两端电位差v
p
与直流电压源e关系如下：
[0132][0133]
流过副边接收线圈的电流i
s
与图中所示的直流输出侧电流i
r
的关系如下：
[0134][0135]
利用网孔电流法对图5所示的电路进行分析，并列写如下方程：
[0136][0137]
对上述公式(56)求解可得到流过副边接收线圈的电流i
s
：
[0138][0139]
上述公式中(58)、(59)代入式(60)可得：
[0140][0141]
由式(62)可知此时系统为与负载r无关的恒流输出系统。
[0142]
当系统处于恒压充电阶段时，系统中各个开关管及原边切换开关(s1)的运行状态如下：
[0143]
q1：半周期导通，且与q2导通时间互补；q2：半周期导通，且与q1导通时间互补；q3：持续导通状态；s1：持续导通状态。其等效电路如图6所示，开关管q2两端电位差v
p
与直流电压源e关系如下：
[0144]
[0145]
二极管d2与开关管q3两端电位差v
ac
与图中所示的电池电压v
r
关系为的关系如下：
[0146][0147]
对图6所示的电路利用网孔电流法进行分析，可列写如下方程：
[0148][0149]
对上述公式(66)求解可得到二极管d2与开关管q3两端电位差v
ac
：
[0150][0151]
上述公式中(68)、(69)代入式(70)可得：
[0152][0153]
由式(72)可知此时系统为与负载r无关的恒压输出系统。
[0154]
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。