供电装置、电子设备以及供电方法与流程

1.本技术涉及整流技术领域，特别是涉及一种供电装置、电子设备以及供电方法。


背景技术：

2.随着电子技术的发展，同步整流在诸如电源、电子设备中的应用已经非常广泛了。通常情况下，供电装置主要包括同步整流开关电路和控制电路。
3.控制电路能够检测同步整流开关电路两端的电压，进而根据检测的电压控制同步整流开关电路的通断。因此，如何为控制电路供电，以保障控制电路能够正常工作成为技术人员重点研究的问题。


技术实现要素：

4.基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种能够为控制电路供电，以保障控制电路正常工作的供电装置、电子设备以及供电方法。
5.一种供电装置，包括控制电路以及电压变换电路；
6.所述电压变换电路，用于对电压输出电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为所述控制电路供电，其中，所述电压输出电路用于向所述电压变换电路输出电压；
7.所述控制电路，用于控制同步整流开关电路通断，其中，所述同步整流开关电路用于对所述电压输出电路输出的电压进行同步整流处理。
8.一种电子设备，所述电子设备包括供电装置；
9.所述供电装置包括控制电路以及电压变换电路；
10.所述电压变换电路，用于对电压输出电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为所述控制电路供电；
11.所述控制电路，用于控制同步整流开关电路通断。
12.一种供电方法，所述方法包括：
13.对电压输出电路输出的电压进行电压变换处理；
14.利用电压变换处理后的电压为控制电路供电，其中，所述控制电路，用于控制同步整流开关电路通断。
15.上述供电装置、电子设备以及供电方法，包括控制电路以及电压变换电路，电压变换电路，用于对电压输出电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路供电，其中，电压输出电路用于向电压变换电路输出电压，控制电路，用于控制同步整流开关电路通断，其中，同步整流开关电路用于对电压输出电路输出的电压进行同步整流处理。从而实现了一种新型的给控制电路供电的方式。
附图说明
16.图1是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之一；
17.图2是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之二；
18.图3是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之三；
19.图4是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之四；
20.图5是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之五；
21.图6是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之六；
22.图7是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之七；
23.图8是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之八；
24.图9是本技术实施例提供的电压波形图；
25.图10是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之九；
26.图11是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之十；
27.图12是本技术实施例提供的供电方法的流程示意图。
具体实施方式
28.为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
29.参照图1，图1是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之一，该供电装置包括控制电路101以及电压变换电路102；
30.电压变换电路102，用于对电压输出电路103输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路101供电，其中，电压输出电路103用于向电压变换电路102输出电压；
31.控制电路101，用于控制同步整流开关电路104通断，其中，同步整流开关电路104用于对电压输出电路103输出的电压进行同步整流处理。
32.本实施例中，同步整流开关电路包括同步整流(synchronous rectifier，sr)管，sr管由场效应管和与该场效应管反向并联的二极管组成。所谓的反向并联指的是二极管的阳极与场效应管的源极连接，二极管的阴极与场效应管的漏极连接。控制电路101用于控制同步整流开关电路中的sr管的通断。
33.传统的整流电路采用二极管整流电路，但是二极管自身的功率损耗较大。目前，为了降低整流电路的功率损耗，已采用同步整流开关电路代替二极管整流电路。在sr管中的场效应管导通时，由于场效应管的功率损耗远小于二极管导通时的功率损耗，因此能够降低整流电路的功率损耗。
34.同步整流电路中，需要电压输出电路为控制电路供电，保障控制电路正常工作，以保证控制电路能够控制sr管的通断，进而实现降低整流电路的功率损耗。目前，直接采用变压器的副边绕组或辅助绕组的输出电压为控制电路供电。而本实施例中，通过电压变换电路对电压输出电路输出的电压进行电压变换处理，利用电压变换处理后的电压为控制电路供电，实现保障控制电路正常工作，从而实现了一种新型的为控制电路供电的方式。
35.本实施例提供的供电装置，包括控制电路以及电压变换电路，电压变换电路，用于对电压输出电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路供电，其中，电压输出电路用于向电压变换电路输出电压，控制电路，用于控制同步整流开
关电路通断，其中，同步整流开关电路用于对电压输出电路输出的电压进行同步整流处理。从而实现了一种新型的给控制电路供电的方式。
36.可选的，上述的电压变换电路102包括直流转直流(direct current-direct current，dc-dc)转换器或者低压差线性稳压器。
37.需要说明的是，本实施例的控制电路101包括低压差线性稳压器(low dropout regulator，ldo)，ldo的效率公式如下：
[0038][0039]
上述公式中的η表示ldo的效率，iin表示ldo的输入电流，io表示ldo的输出电流，vin表示ldo的输入电压，vo表示ldo的输出电压。其中，ldo的iin中包含ldo自身的电流消耗icc。由于icc的值较小，因此在io较大时icc的值可以忽略不计，在这种情况下，可以将输入电流和输出电流视为相等，所以ldo的效率就等于输出电压vo和输入电压vin之比。
[0040]
例如，对于一个20伏转5伏的ldo，其效率仅为25％，假设ldo输出电流为100ma，则ldo上损耗的功率约1.5瓦，这一部分的功耗主要消耗在ldo内部的功率管上。所以在高负载电流时，输入电压和输出电压的压差就决定了ldo的功率损耗和效率。
[0041]
因此，若向控制电路提供较大的供电电压，则会导致控制电路内部的ldo输入电压和输出电压之间的压差较大，从而使控制电路内部的ldo存在较大的功率损耗。基于上述分析可知，通过降低控制电路内部的ldo的输入电压，能够降低该ldo输入电压和输出电压之间的压差，从而能够降低该ldo的功率消耗，进而提高控制电路内部的ldo的效率。故而，为了进一步降低同步整流电路的功率损耗，本实施例中提供一种给控制电路供电的方式，先通过电压变换电路102对电压输出电路101输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路101供电。其中，本技术实施例中的电压变换处理可以为对电压输出电路101输出的电压进行降压处理，从而能够降低提供给控制电路101的供电电压，也就是说，能够降低控制电路内部的ldo的输入电压与输出电压之间的压差，从而降低了控制电路中ldo的功率损耗，提高了控制电路中ldo的效率。
[0042]
并且，当电压变换电路102是dc-dc转换器时，由于dc-dc转换器的转换效率较高，dc-dc转换器的转换效率一般在80％以上，因此，dc-dc转换器自身损耗的功率较低。由于dc-dc转换器的功率损耗以及控制电路内部的ldo的功率损耗均较低，因此，降低了整个供电装置的功率损耗。例如，以dc-dc转换器的转换效率为80％，控制电路所需的最低的输入电压为7.5伏，工作电流为100毫安，dc-dc转换器对电压输出电路的输出电压进行电压变换处理后，电压变换处理后的电压为7.5伏为例，则控制电路的输入功率为75毫瓦，dc-dc转换器的输入功率等于75除以80％，也就是说dc-dc转换器的输入功率等于93.75毫瓦。dc-dc转换器的输出功率等于75毫瓦，该75毫瓦为提供给控制电路中的ldo的输入功率。因此，dc-dc转换器的功率损耗为93.75与75的差值，即dc-dc转换器的功率损耗为18.75毫瓦。同时，由于dc-dc转换器对电压输出电路的输出电压进行电压变换处理后，电压变换处理后的电压为7.5伏，并利用7.5伏的电压为控制电路供电，也就是说，此种情况下，控制电路中的ldo的输入电压为7.5伏，ldo的输出电压若为5伏，由于ldo的输入电流iin等于ldo的输出电流io，且均为100毫安，因此，控制电路中的ldo的功率损耗为250毫瓦。故而，整个供电装置中dc-dc转换器的功率损耗与控制电路中的ldo的功率损耗之和为268.75毫瓦。
[0043]
而传统的控制电路的供电方式为：直接采用变压器的副边绕组或辅助绕组的输出电压为控制电路供电，变压器的副边绕组或辅助绕组的输出电压可以达到15伏或者更高。结合上述举例，传统的控制电路供电方案中，以电压输出电路提供给控制电路中的ldo的输入电压为20伏为例，控制电路中的ldo的功率损耗为1.5瓦，也就是说，ldo的功率损耗达到了1500毫瓦，该功率损耗远大于本技术中采用dc-dc转换器后的功率损耗268.75毫瓦。因此，本实施例中，采用dc-dc转换器作为电压变换电路对电压输出电路的输出电压进行电压变换处理后，并利用电压变换处理后的电压对控制电路供电，能够降低供电装置的功率损耗。
[0044]
需要说明的是，随着电子技术的发展，电子设备的种类越来越多，为了满足电子设备的不同供电电压的需求，需要电压输出电路的输出电压的范围越来越宽，例如输出电压的范围从5伏～20伏更新到5伏～50伏时。传统的控制电路的供电方式中，通过变压器的副边绕组或辅助绕组的输出电压直接为控制电路101提供供电电压，该供电电压可能超出控制电路101中的ldo的最大工作电压，从而导致控制电路101中的ldo被烧毁。因此，本实施例中采用dc-dc转换器作为电压变换电路对电压输出电路的输出电压进行电压变换处理后，并利用电压变换处理后的电压对控制电路供电，能够避免电压输出电路的输出电压的范围越来越宽导致控制电路可能被烧毁的问题。
[0045]
在一个实施例中，也可以采用低压差线性稳压器作为电压变换电路，对电压输出电路的输出电压进行电压变换处理后，并利用电压变换处理后的电压对控制电路供电，能够避免电压输出电路的输出电压的范围越来越宽导致控制电路可能被烧毁的问题，从而使控制电路能够适用于电压输出电路的更宽的输出电压。
[0046]
在上述实施例的基础上，该供电装置中的电压输出电路包括变压器。
[0047]
电压变换电路，用于对变压器的副边电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路101供电。本实施例中可以用dc-dc转换器作为电压变换电路。
[0048]
本实施例中，变压器的副边电路可以包括第一副边电路和第二副边电路，或者，变压器的副边电路可以包括一个第二副边电路或第二幅边电路。
[0049]
可选的，变压器的副边电路包括第一副边电路和第二副边电路，第二副边电路与同步整流开关电路连接；
[0050]
电压变换电路，用于对第一副边电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路101供电。
[0051]
本实施例中，将变压器的辅助副边电路作为第一副边电路，将变压器的主副边电路作为第二副边电路。参照图2，图2是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之二。本实施例中通过变压器的辅助副边电路的输出端为电压变换电路供电，以供电压变换电路对辅助副边电路输出的输出电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的输出电压为控制电路供电。
[0052]
如图2所示，图2中示出的第一副边电路为辅助副边电路。供电装置还可以包括第一储能电路。
[0053]
第一副边电路与电压变换电路形成的供电通路，用于在交流电的电能的方向为第一方向的情况下导通，以由第一副边电路向电压变换电路输出电压，并对第一储能电路充
电；
[0054]
第一副边电路与电压变换电路形成的供电通路，还用于在交流电的电能的方向为不同于第一方向的第二方向的情况下切断，以由第一储能电路向电压变换电路输出电压。
[0055]
其中，第一副边电路包括第一副边绕组204，第一储能电路可以包括第一二极管205以及第一电容206；第一电容206与第一副边绕组204连接，第一二极管205设置于第一电容206和第一副边绕组204之间。dc-dc转换器203与第一副边绕组204的输出端连接。同时，在第一电容206的两端并联有一个电阻207，电阻207用于在第一电容206停止工作后，泄放掉第一电容206两端存储的电能。在第一副边绕组204的未标有黑圆点的一端的电压高于标有黑圆点的一端的电压的情况下，第一副边电路与电压变换电路形成的供电通路导通，并对第一电容206充电。在第一副边绕组204的未标有黑圆点的一端的电压低于标有黑圆点的一端的电压的情况下，第一副边电路与电压变换电路形成的供电通路切断，由第一电容206向dc-dc转换器203输出电压。
[0056]
图2中以第二幅边电路包括副边绕组208为例，副边绕组208的输出端2081与电容209连接。其中，第二副边电路包括的同步整流开关电路以包括同步整流管210为例，同步整流管210设置于幅边绕组208的一端2082与电容209之间。
[0057]
可选的，同步整流管210可以与副边绕组208的两端中的任意一端连接。图2中示出了同步整流管210与对端2082连接的一种实现方式。
[0058]
上述介绍了图2中电路连接关系，在此结合图2介绍电路的工作原理。需要说明的是，图2中的原边绕组201的标有黑圆点的一端和副边绕组208的标有黑圆点的一端为同名端，所谓的同名端指的是具有磁耦合的两线圈，当电流分别从两线圈各自的某端同时流入(或流出)时，若两者产生的磁通相助，则这两端为互感线圈的同名端，用黑圆点“·”或星号“*”作标记，图2中用黑圆点作标记。需要说明的是，图2中的原边绕组201的未标有黑圆点的一端和副边绕组208的未标有黑圆点的一端也为同名端。
[0059]
图2所示电路的工作原理为：施加在同步整流管202的栅极的信号为脉冲宽度调制(pulse width modulation，pwm)信号，在pwm信号为高电平时，同步整流管202导通。在同步整流管202导通时，原边绕组201的标有黑圆点的一端的电压会高于原边绕组201的另一端，副边绕组208的标有黑圆点的一端2081的电压高于副边绕组208的另一端2082的电压，其中，副边绕组208的另一端2081为副边绕组208的输出端。在副边绕组208的标有黑圆点的一端2081的电压高于副边绕组208的另一端2082的电压时，同步正整流管210关断。同时，由于第一幅边绕组204的标有黑圆点的一端的电压高于第一副边绕组204的输出端的电压，此时电容206向dc-dc转换器203供电。
[0060]
pwm信号为低电平时，同步整流管202关断。在同步整流管202关断时，原边绕组201的标有黑圆点的一端的电压会低于原边绕组201的另一端，副边绕组208的标有黑圆点的一端2082的电压低于副边绕组208的另一端2081的电压。当副边绕组208的标有黑圆点的一端2082的电压低于副边绕组208的另一端2081的电压时，同步整流管210中的二极管先被导通，同步整流管210中的二极管导通后，控制电路101会检测到同步整流管210的两端电压大概为0.7伏左右，0.7伏为二极管的导通电压。为了降低同步整流电路的功率损耗，控制电路101在检测到同步整流管210的两端电压达到阈值，例如该两端的电压达到0.7伏时，控制电路101会控制同步整流管210中的场效应管导通，由于场效应管的内阻非常小，因此，该场效
应管导通时的功率损耗比较低，从而能够降低同步整流电路的功率损耗。
[0061]
需要说明的是，由于在同步整流管202关断时，第一副边绕组204的标有黑圆点的一端的电压低于第一副边绕组204的输出端的电压。第一副边绕组204的输出端向电容206充电，并且能够向dc-dc转换器203供电，dc-dc转换器203对第一副边绕组204的输出端提供的供电电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路供电。在pwm信号的下一周期的高电平周期内，由电容206给dc-dc转换器供电，dc-dc转换器对电容205提供的供电电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路供电。之后，pwm信号为低电平时，重复上述过程。
[0062]
本实施例中，通过第一副边绕组204的输出端向dc-dc转换器203供电时，若电压输出电路的原边绕组201的匝数为np，变压器的副边绕组208的匝数为ns，第一副边绕组204的匝数为nf，若第一副边绕组204的输出端的输出电压用vdd表示，则vdd＝vout
×
(nf/ns)，其中，vout为副边绕组208的输出端。所以可以通过设计副边绕组208与辅助绕组204的匝数比，实现通过第一副边绕组204的输出端的输出电压向dc-dc转换器203供电，从而实现dc-dc转换器203对第一副边绕组204的输出端的输出电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的输出电压为控制电路101供电。
[0063]
本实施例中，通过dc-dc转换器与变压器的副边电路和控制电路分别连接，用于对变压器的副边电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路供电。由于dc-dc转换器降低了控制电路的输入电压，并且dc-dc转换器自身的功率损耗远低于控制电路中的低压差线性稳压器的功率损耗，因此通过dc-dc转换器对变压器的副边电路输出的电压进行电压变换处理后，利用电压变换处理后的电压为控制电路供电能够降低供电装置的功率损耗。
[0064]
需要说明的是，同步整流管210也可以与副边绕组208的输出端2081连接，如图3所示，图3是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之三。图3所示的电路工作原理与图2类似，此处不再赘述。
[0065]
上述图2和图3对应的实施例中，通过在辅助绕组的输出端连接接一个dc-dc转换器，dc-dc转换器的输出电压用于给控制电路供电，由于控制电路内部存在ldo，通过dc-dc转换器可以降低控制电路的供电电压，也即降低ldo的输入电压，从而保证控制电路内部ldo的输入电压接近ldo的输出电压，使得ldo输入和输出压差减小，使得控制电路内部的功率损耗降低，提高了控制电路的效率。
[0066]
可选的，变压器的副边电路包括第二副边电路，第二副边电路与同步整流开关电路连接；电压变换电路，用于对第二副边电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路供电。参照图4，图4是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之四。图4中的第二副边电路包括第二副边绕组和第二电容，第二电容与第二副边绕组连接。如图4所示，第二副边绕组为幅边绕组401，第二电容为电容404。第二副边绕组为变压器的副边绕组，也即第二副边绕组为电压输出电路的次级绕组。本实施例中直接通过电压输出电路的次级绕组为电压变换电路供电，以供电压变换电路对次级绕组输出的输出电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的输出电压为控制电路101供电。
[0067]
需要说明的是，当控制电路101所需的供电电压较宽以及电压输出电路的次级绕组的输出端的输出电压比较宽。可以直接利用电压输出电路的次级绕组的输出端的输出电
压为电压变换电路供电，以供电压变换电路对次级绕组输出的输出电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的输出电压为控制电路101供电。例如，次级绕组的输出端的输出电压为10伏～50伏，控制电路101所需的供电电压为8伏～30伏，可以直接利用电压输出电路的次级绕组的输出端的输出电压为电压变换电路供电，以适用于控制电路的较宽的供电范围。
[0068]
图4中示出的同步整流开关电路包括同步整流管402。图4中示出了同步整流管402与副边绕组401的一端4012连接的一种可选的实现方式。本实施例中，供电装置还可以包括第二储能电路，第二储能电路包括电容404，该电容404与幅边绕组401的输出端4011连接，同步整流管402设置与电容404与幅边绕组的一端4012之间。
[0069]
第二副边电路的输出端与电压变换电路形成的供电通路，用于在交流电的电能的方向为第一方向的情况下导通，以由第二副边电路的输出端向电压变换电路输出电压，并对第二储能电路充电；
[0070]
第二副边电路的输出端与电压变换电路形成的供电通路，还用于在交流电的电能的方向为不同于第一方向的第二方向的情况下切断，以由第二储能电路向电压变换电路输出电压。
[0071]
需要说明的是，本实施例中的电压变化电路为dc-dc转换器。
[0072]
可选的，电压变换电路，用于对第二副边电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路101供电。图4中将dc-dc转换器403作为电压变换电路。可选的，电压变换电路与第二副边电路的输出端连接，如图4所示，dc-dc转换器403与幅边绕组401的输出端4011连接。
[0073]
本实施例中的电路工作原理与上述介绍的电路工作原理类似，与上述实施例的区别在于本实施例中通过dc-dc转换器403对电压输出电路的第二幅边电路的幅边绕组401的输出端的电压进行电压变换处理。
[0074]
本实施例提供的供电装置，通过电压变换电路对第二副边电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路101供电。由于电压变换电路能够降低控制电路的输入电压，并且电压变换电路为dc-dc转换器时，dc-dc转换器自身的功率损耗远低于控制电路中的低压差线性稳压器的功率损耗，因此通过dc-dc转换器对变压器的第二副边电路输出的电压进行电压变换处理后，利用电压变换处理后的电压为控制电路供电，能够降低供电装置的功率损耗。
[0075]
如图5所示，图5是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之五。本实施例与上述图4对应的实施例类似，与图4对应的实施例的区别在于，本实施例中的同步整流管402与副边绕组401的输出端4011连接。
[0076]
可选的，在上述实施例的基础上，第二副边电路包括副边绕组，电压变换电路，用于对副边绕组的一端输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路供电。参照图6，图6是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之六，图6中以第二副边电路包括的幅边绕组为幅边绕组601，电压变换电路为dc-dc转换器603为例，其中，dc-dc转换器603与幅边绕组601的一端6012连接。本实施例中通过变压器的副边绕组的一端6012为电压变换电路供电，以供电压变换电路对副边绕组的一端6012输出的输出电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的输出电压为控制电路101供电。
[0077]
可选的，供电装置还可以包括第三储能电路；
[0078]
副边绕组的一端与电压变换电路形成的供电通路，用于在交流电的电能的方向为第一方向的情况下导通，以由副边绕组的一端向电压变换电路输出电压，并对第三储能电路充电；
[0079]
副边绕组的一端与电压变换电路形成的供电通路，还用于在交流电的电能的方向为不同于第一方向的第二方向的情况下切断，以由第三储能电路向电压变换电路输出电压。
[0080]
其中，第三储能电路可以包括二极管602以及电容604，电容604以及二极管602设置于dc-dc转换器603的输入端以及幅边绕组601的一端6012之间。
[0081]
需要说明的是，图6中的同步整流管204与幅边绕组601的一端6012连接。可选的，同步整流管204也可以与幅边绕组601的输出端6011连接。
[0082]
本实施例提供的供电装置的电路工作原理与上述图2对应实施例的电路工作原理类似，区别在于本实施例不需要电压输出电路的辅助绕组的输出端向电压变换电路提供供电电压，而是通过变压器的副边绕组的一端向电压变换电路提供供电电压。
[0083]
本实施例中，由于dc-dc转换器能够降低控制电路的输入电压，并且dc-dc转换器自身的功率损耗远低于控制电路中的低压差线性稳压器的功率损耗，因此通过dc-dc转换器对副边绕组的一端6012的输出电压进行电压变换处理后，利用电压变换处理后的输出电压为控制电路供电能够降低供电装置的功率损耗。
[0084]
可选的，供电装置还可以包括如图7中的电容605，参照图7，图7是本技术实施例提供的同步整流装置的结构示意图之七。需要说明的是，同步整流管204与幅边绕组601的一端6012连接。可选的，同步整流管204也可以与幅边绕组601的输出端6011连接。
[0085]
可选的，如图8所示，供电装置可以包括第三储能电路以及电容605。参照图8，图8是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之八。如图8所示，例如，第三储能电路可以包括二极管602以及电容604，电容605与dc-dc转换器603的输出端连接。
[0086]
本实施例中，通过变压器的副边绕组601的一端6012向dc-dc转换器603提供供电电压。若变压器的副边绕组601的一端6012的电压记为vs，同步整流管202中的场效应管的栅极的电压记为ugs，变压器的副边绕组601的一端6012向dc-dc转换器603提供的供电电压记为vdd，则当同步整流管202中的场效应管关断时，ugs＝0v，同步整流管204导通，此时vs为0v；
[0087]
当同步整流管202中的场效应管导通时，例如ugs＝12v，同步整流管204关断，此时vs为：
[0088][0089]
其中，vin为经整流滤波后的电压，ns为副边绕组601的匝数，np为原边绕组的匝数，vo为副边绕组601的输出端的电压。
[0090]
vs电压通过二极管602和电容604，得到的电压vdd为vs电压的最大值。
[0091]
即
[0092][0093]
如果输出电压vo为5v，直流电压vin为20v，假设ns与np的比值等于0.5，所以vdd＝15v。
[0094]
经上述分析可知，ugs、vs以及vdd的电压波形图如图9所示，图9是本技术实施例提供的电压波形图。图9中示出了ugs、vs以及vdd随时间变化的波形图。
[0095]
需要说明的是，同步整流管204也可以与幅边绕组601的输出端6011连接。如图10所示，图10是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之九。本实施例与上述图8对应的实施例类似，与图8对应的实施例的区别在于，本实施例中的同步整流管204与副边绕组601的输出端6011连接。
[0096]
可选的，控制电路101包括低压差线性稳压器；
[0097]
控制电路101中的低压差线性稳压器，用于对电压变换电路102输出的电压进行电压变换处理。
[0098]
可选的，电压输出电路101包括至少两个变压器的副边电路，各变压器的副边电路均设置有同步整流开关电路。如图11所示，图11是本技术实施例提供的供电装置的结构示意图之十。图11中示出了两个变压器的副边电路，其中的一个变压器的副边电路包括副边绕组1101，该变压器的副边电路设置的同步整流开关电路包括同步整流管1103。另一个变压器的副边电路包括副边绕组1102，该变压器的副边电路设置的同步整流开关电路包括同步整流管1104。图11中电压输出电路左侧的电路为全波整流电路。
[0099]
在一个实施例中，提供了一种电子设备，电子设备包括供电装置；
[0100]
供电装置包括控制电路以及电压变换电路；
[0101]
电压变换电路，用于对电压输出电路输出的电压进行电压变换处理，并利用电压变换处理后的电压为控制电路供电，其中，电压输出电路用于向电压变换电路输出电压；
[0102]
控制电路，用于控制同步整流开关电路通断，其中，同步整流开关电路用于对电压输出电路输出的电压进行同步整流处理。
[0103]
在一个实施例中，电子设备包括上述任一项的供电装置。
[0104]
在一个实施例中，参照图12所示，图12是本技术实施例提供的一种供电方法的流程示意图，该方法包括如下步骤：
[0105]
s1201、对电压输出电路输出的电压进行电压变换处理。
[0106]
s1202、利用电压变换处理后的电压为控制电路供电，其中，控制电路，用于控制同步整流开关电路通断。
[0107]
本实施例中，通过对电压输出电路输出的电压进行电压变换处理，利用电压变换处理后的电压为控制电路供电，其中，控制电路，用于控制同步整流开关电路通断，从而实现了一种新型的给控制电路供电的方式。
[0108]
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
[0109]
以上所述实施例仅表达了本技术的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来
说，在不脱离本技术构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本技术的保护范围。因此，本技术专利的保护范围应以所附权利要求为准。