反激变换器的控制电路及控制方法以及反激变换器与流程

1.本发明属于微电子技术领域，涉及一种频率控制电路，尤其涉及一种反激变换器的控制电路及控制方法以及反激变换器。


背景技术：

2.反激变换器控制系统输出短路时工作频率保持不变，系统对外提供的功率过大，存在造成系统过热失效风险
3.原边反馈psr系统采用准谐振工作模式(简称qr工作模式)或者电流连续工作模式(简称ccm工作模式)，电流连续工作模式系统具有带载能力强的优点，但是存在效率低的缺点。准谐振工作模式系统具有效率高优点，但带载能力弱，特别是低压满载下，输出纹波比较大。本发明提出的方案低压满载下进入ccm工作模式工作，高压满载下进入qr工作模式工作，避开了低压满载工作时qr工作模式输出纹波大的问题，高压满载工作在qr工作模式，保证了系统的效率，系统根据输入电压、输出电压及负载自动调整工作方式。
4.在cv环路工作时，随着负载降低，系统工作需要从ccm工作模式切换到qr工作模式，由于芯片工作时产生噪声导致fb的采样值会有轻微波动，被误差放大器ea放大后导致误差信号vea波动，从而导致系统在某个负载区间时会在qr工作模式和ccm工作模式之间来回切换，导致系统工作频率不稳定。
5.有鉴于此，如今迫切需要设计一种新的反激变换器的控制电路，以便克服现有反激变换器的控制电路存在的上述至少部分缺陷。


技术实现要素：

6.本发明提供一种反激变换器的控制电路及控制方法以及反激变换器，可在确保电路稳定工作的同时，有效保证电路的效率。
7.为解决上述技术问题，根据本发明的一个方面，采用如下技术方案：
8.一种反激变换器的控制电路，所述控制电路包括：
9.反馈电压获取电路，用于获取表征输出电压的反馈电压；以及
10.工作模式控制单元，耦接所述反馈电压获取电路，用以根据反馈电压控制反激变换器的工作模式；在反激变换器处于低压满载的状态下，所述工作模式控制单元控制反激变换器进入电流连续工作模式；在反激变换器处于高压满载的状态下,所述工作模式控制单元控制反激变换器进入准谐振工作模式。
11.作为本发明的一种实施方式，所述工作模式控制单元包括频率控制单元，用以控制所述反激变换器的频率；所述频率控制单元包括：
12.上钳频控制单元，用以根据反馈电压控制上钳频信号，在反馈电压降低并低于设定阈值时控制上钳频信号降低；以及
13.下钳频控制单元，用以根据反馈电压控制下钳频信号，在反馈电压降低并低于设定阈值时控制下钳频信号降低；所述下钳频控制单元在反馈电压高于设定阈值时，控制下
钳频信号为设定固定值。
14.作为本发明的一种实施方式，所述频率控制单元进一步包括第二与门；所述上钳频控制单元的输出端耦接第二与门的第一输入端，下钳频控制单元的输出端耦接第二与门的第二输入端，所述第二与门的输出端输出用于控制电流连续工作模式下频率的控制信号。
15.作为本发明的一种实施方式，所述下钳频控制单元包括：
16.第一振荡器，其第一输入端耦接反馈电压，其第二输入端耦接反馈电压与第一基准电压的误差信号；
17.第二振荡器，为固定频率的振荡器；
18.振荡器选择单元，其输入端分别耦接第一振荡器及第二振荡器；用以在反馈电压低于设定阈值时，选择第一振荡器，在反馈电压高于设定阈值时选择第二振荡器。
19.作为本发明的一种实施方式，在反激变换器处于恒压模式区间，所述下钳频控制单元控制下钳频信号保持不变。
20.作为本发明的一种实施方式，所述工作模式控制单元包括：
21.消磁检测电路，其输入端耦接反馈电压，用以生成谷底导通信号；
22.误差放大器，其第一输入端耦接第一基准电压，其第二输入端耦接反馈电压；用以根据反馈电压和第一基准电压生成误差信号；
23.第一比较器，其第一输入端耦接所述误差放大器的输出端，其第二输入端耦接第二基准电压；用以根据误差信号和第二基准电压获取第一比较信号；
24.第一与门，其输入端分别耦接所述消磁检测电路的输出端、第一比较器的输出端及上钳频控制信号；
25.第二与门，其第一输入端耦接上钳频控制信号，所述第二与门的第二输入端耦接下钳频控制信号；
26.或门，其第一输入端耦接所述第一与门的输出端，所述或门的第二输入端耦接所述第二与门的输出端；
27.触发器，其第一输入端耦接所述或门的输出端，所述触发器的输出端输出开关控制信号。
28.作为本发明的一种实施方式，所述工作模式控制单元进一步包括：
29.低通滤波器，其输入端耦接所述误差放大器的输出端，用以将误差信号进行低通滤波；
30.幅度调制电路，其输入端耦接所述低通滤波器的输出端，用以将所述低通滤波器输出的信息进行幅度调制；
31.第二比较器，其第一输入端耦接电流反馈电压，所述第二比较器的第二输入端耦接所述幅度调制电路的输出端；所述触发器的第二输入端耦接所述第二比较器的输出端。
32.根据本发明的另一个方面，采用如下技术方案：一种反激变换器，包括上述的反激变换器的控制电路。
33.根据本发明的又一个方面，采用如下技术方案：一种反激变换器的控制方法，所述控制方法包括：
34.反馈电压获取步骤，获取表征输出电压的反馈电压；以及
35.工作模式控制步骤，根据反馈电压控制反激变换器的工作模式；在反激变换器处于低压满载的状态下，控制反激变换器进入电流连续工作模式；在反激变换器处于高压满载的状态下,控制反激变换器进入准谐振工作模式。
36.作为本发明的一种实施方式，所述工作模式控制步骤包括频率控制步骤，控制反激变换器的频率；所述频率控制步骤包括：
37.上钳频控制步骤；根据反馈电压控制上钳频信号，在反馈电压降低并低于设定阈值时控制上钳频信号降低；以及
38.下钳频控制步骤；根据反馈电压控制下钳频信号，在反馈电压降低并低于设定阈值时控制下钳频信号降低；在反馈电压高于设定阈值时，控制下钳频信号为设定固定值。
39.作为本发明的一种实施方式，所述频率控制步骤包括：在反激变换器处于恒压模式区间，控制下钳频信号保持不变。
40.作为本发明的一种实施方式，所述频率控制步骤进一步包括：
41.调频步骤；根据获取的上钳频控制信号及下钳频控制信号实现调频功能；
42.通过上钳频控制信号控制反激变换器工作在准谐振工作模式时的频率，通过上钳频控制信号和下钳频控制信号控制反激变换器工作在电流连续工作模式时的频率。
43.作为本发明的一种实施方式，所述工作模式控制步骤包括幅度调制步骤，调制反激变换器的电流幅度。
44.本发明的有益效果在于：本发明提出的反激变换器的控制电路及控制方法以及反激变换器，可在确保电路稳定工作的同时，有效保证电路的效率。本发明在cv(恒压)区间下钳频f_low_clamp保持不变，提高了频率的稳定性。
附图说明
45.图1为现有反激式电压变换系统的电路示意图。
46.图2为现有qr工作模式系统工作波形图。
47.图3为现有ccm工作模式系统工作波形图。
48.图4为现有反激式电压变换系统幅频控制曲线示意图。
49.图5为本发明一实施例中反激变换器的控制电路的幅频控制曲线示意图。
50.图6为本发明一实施例中工作模式控制单元的电路示意图。
51.图7为本发明一实施例中频率控制单元的部分电路示意图。
52.图8为本发明一实施例中反激变换器的控制电路的组成示意图。
53.图9为本发明一实施例中反激变换器的控制电路的组成示意图。
具体实施方式
54.下面结合附图详细说明本发明的优选实施例。
55.为了进一步理解本发明，下面结合实施例对本发明优选实施方案进行描述，但是应当理解，这些描述只是为进一步说明本发明的特征和优点，而不是对本发明权利要求的限制。
56.该部分的描述只针对几个典型的实施例，本发明并不仅局限于实施例描述的范围。相同或相近的现有技术手段与实施例中的一些技术特征进行相互替换也在本发明描述
和保护的范围内。
57.说明书中各个实施例中的步骤的表述只是为了方便说明，本技术的实现方式不受步骤实现的顺序限制。
58.说明书中的“耦接”或“连接”既包含直接连接，也包含间接连接，如通过一些有源器件、无源器件或电传导媒介进行的连接；还可包括本领域技术人员公知的在可实现相同或相似功能目的的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、跟随电路等电路或部件的连接。
59.本发明揭示了一种反激变换器的控制电路，图8为本发明一实施例中反激变换器的控制电路的组成示意图；请参阅图8，所述频率控制电路包括：反馈电压获取电路1及工作模式控制单元2。所述反馈电压获取电路1用于获取表征输出电压的反馈电压。所述工作模式控制单元2耦接所述反馈电压获取电路1，根据所述反馈电压控制反激变换器的工作模式。反激变换器的工作模式的具体控制参数可以是反激变换器的频率(即主开关管的开关频率)，也可以是电流幅值(比如流过主开关管的电流的幅值)。在具体的实施例中，工作模式控制单元2用于根据反馈电压控制反激变换器的频率。此外，反激变换器的工作模式可包括电流连续工作模式(简称ccm工作模式)和准谐振工作模式(qr工作模式)。在反激变换器处于低压满载的状态下，所述工作模式控制单元2控制反激变换器进入电流连续工作模式；在反激变换器处于高压满载的状态下,所述工作模式控制单元2控制反激变换器进入准谐振工作模式。
60.在本发明的一实施例中，所述低压和高压指的是输入交流电压；在acdc系统中，一般把110vac以下称为低压，高于230vac称为高压。这是一个行业通用代称，并没有具体的电压判断阈值。低压满载指的是输入交流电压低于100vac并且负载电流接近系统的ocp(过流保护阈值)；高压满载指的是输入交流电压高于230vac并且负载电流接近系统的ocp(过流保护阈值)。
61.图9为本发明一实施例中反激变换器的控制电路的组成示意图；请参阅图9，在本发明的一实施例中，所述工作模式控制单元2包括频率控制单元，用以控制所述反激变换器的频率；所述频率控制单元包括上钳频控制单元211及下钳频控制单元212。
62.所述上钳频控制单元211用以控制上钳频信号；所述上钳频控制单元根据反馈电压fb控制上钳频信号，在反馈电压fb降低并低于设定阈值时控制上钳频信号降低。
63.所述下钳频控制单元212用以控制下钳频信号；所述下钳频控制单元根据反馈电压fb控制下钳频信号，在反馈电压fb降低并低于设定阈值时控制下钳频信号降低；所述下钳频控制单元在反馈电压fb高于设定阈值时，控制下钳频信号为设定固定值。在一具体的实施例中，如图5所示，下钳频控制单元在反馈电压高于1v(即设定阈值)时，控制下钳频信号为设定固定值。在该实施例中，可以理解为设定固定值存在不同阶段的两个值，在第一阶段内下钳频信号为一不为零的值，在第二阶段内下钳频信号为零或者在第二阶段内下钳频不起作用。在一实施例中，在反激变换器处于恒压模式(简称cv模式)区间，所述下钳频控制单元控制下钳频信号保持不变。
64.在本发明的一实施例中，所述频率控制单元进一步包括第二与门；所述上钳频控制单元的输出端耦接第二与门的第一输入端，下钳频控制单元的输出端耦接第二与门的第二输入端，所述第一与门的输出端输出用于控制电流连续工作模式下频率的控制信号。
65.此外，所述工作模式控制单元2还可以包括幅度调制单元22，所述幅度调制单元22用以调制反激变换器的电流幅度。一具体的实施例中，幅度调制单元22用以调制流过主开关管的电流的幅值。
66.图5为本发明一实施例中反激变换器的控制电路的幅频控制曲线示意图，图6为本发明一实施例中工作模式控制单元的电路示意图；请参阅图5、图6，在本发明的一实施例中，所述工作模式控制单元2包括：消磁检测电路201、误差放大器202、第一比较器203、第一与门204、低通滤波器205、幅度调制电路206、第二比较器207、第二与门208、或门209及触发器210。
67.所述消磁检测电路201的输入端耦接输出电压vout的反馈电压fb，反馈电压fb与输出电压vout成比例；所述消磁检测电路201用以生成谷底导通信号。
68.所述误差放大器202的第一输入端(如可以为正向输入端)耦接第一基准电压vref，所述误差放大器202的第二输入端(如可以为反向输入端)耦接反馈电压fb；所述误差放大器202用以将反馈电压fb与第一基准电压vref之间的差值做放大处理，放大后的误差信号表示实际输出电压跟理想输出电压之间的误差，同样反映当前负载深度。
69.所述第一比较器203的第一输入端(如可以为反向输入端)耦接所述误差放大器202的输出端，所述第一比较器203的第二输入端(如可以为正向输入端)耦接第二基准电压；所述第一比较器203用以根据所述误差放大器的输出端及第二基准电压获取第一比较信号。在一实施例中，第二基准电压为斜坡信号vramp。
70.所述第一与门204的输入端分别耦接所述消磁检测电路201的输出端、第一比较器203的输出端及上钳频信号f_up_clamp。所述低通滤波器205的输入端耦接所述误差放大器202的输出端，用以将所述误差放大器202输出的信息进行低通滤波。所述幅度调制电路206的输入端耦接所述低通滤波器的输出端，用以将所述低通滤波器输出的信息进行幅度调制。
71.所述第二比较器207的第一输入端耦接电流反馈电压，所述第二比较器207的第二输入端耦接所述幅度调制电路206的输出端。所述第二与门208的第一输入端耦接上钳频信号f_up_clamp，所述第二与门208的第二输入端耦接下钳频信号f_low_clamp。
72.所述或门209的第一输入端耦接所述第一与门204的输出端，所述或门209的第二输入端耦接所述第二与门208的输出端。所述触发器210的第一输入端耦接所述或门209的输出端，所述触发器210的第二输入端耦接所述第二比较器的输出端，所述触发器210的输出端输出频率信号pwm。
73.所述第一与门204用来控制反激变换器工作在准谐振工作模式，第二与门208用来控制反激变换器工作在电流连续工作模式。所述第一与门204的输出端、第二与门208的输出端作为或门209的两个输入端；只要第一与门204、第二与门208输出的信号中有一个信号为高电平，或门209的输出就为高电平。若第一与门204输出信号为高电平先满足，则控制反激变换器工作在准谐振工作模式；若第二与门208输出信号为高电平先满足，则控制反激变换器工作在电流连续工作模式。可根据外围元件的选取及负载情况对控制方式进行调整。
74.反馈电压fb采样得到输出电压vout的反馈信号，反馈电压fb跟vout成比例，因此通过采样反馈电压fb的信号就得到了输出电压的信息。消磁检测电路201用来生成谷底导通信号，系统在谷底时导通可以降低开关损耗从而提高工作效率。
75.采样到的反馈电压fb信号跟内部的基准电压输入到误差放大器的两端把二者之间的差值做放大，放大比例为r2/r1,放大后的误差信号vea代表了实际输出电压跟理想输出电压之间的误差，同样反映了当前负载深度。
76.误差信号vea跟一个内部的斜坡信号vramp信号比较得到cv_ct信号。系统工作在qr工作模式时，必须满足cv_ct、qr、f_up_clamp三者同时为1时才能把pwm信号置1，即产生pwm_set_qr。当系统工作在ccm工作模式时，当f_up_clamp和f_low_clamp同时为1时才能把pwm信号置1，即产生pwm_set_ccm。
77.系统根据pwm_set_ccm和pwm_set_qr的产生时间生成pwm置1信号，pwm置0信号由vcs_ref_cv控制，从而间接控制系统工作频率。cs的电压上升到vcs_ref_cv时，pwm信号置0。
78.vcs_ref_cv为vea通过低通滤波得到的信号，vcs_ref_cv代表cs的调幅功能；通过上钳频信号f_up_clamp和下钳频信号f_low_clamp实现调频功能。因此整个环路实现了调频调幅来控制输出电压的功能。
79.图7为本发明一实施例中频率控制单元的部分电路示意图；请参阅图7，图7揭示了上钳频信号和下钳频信号的具体实现方式。
80.vea和fb分别通过第一跨导放大电路ota1和第二跨导放大电路ota2来控制充电电流，充电电流ichar＝i0-gm1*(3-vea)-gm2*(1.6-fb)，ichar*t＝1.6v*c0，得到t＝1.6v*c0/ichar，即compout1的周期为t。
81.在一实施例中，上钳频信号f_up_clamp通过计数11个周期得到，即f_up_clamp＝1/(11t)；下钳频信号f_low_clamp通过两个信号合成，当fb≥1v时选择v4，当fb《1v时选择w4；v4通过一个固定频率的信号分频得到，w4通过对t分频得到。
82.在本发明的一实施例中，所述下钳频控制单元包括：第一振荡器、第二振荡器及振荡器选择单元。第一振荡器的第一输入端耦接反馈电压fb，其第二输入端耦接反馈电压fb与第一基准电压的误差信号vea；第二振荡器为固定频率的振荡器；振荡器选择单元的输入端分别耦接第一振荡器及第二振荡器，用以在反馈电压fb低于设定阈值时，选择第一振荡器，在反馈电压fb高于设定阈值时选择第二振荡器。
83.设置上钳频信号的目的是负载降低时压低工作频率从而减少能量输出；减少能量输出的方式可以通过降低输出能量的频率或者降低单次输出的能量来实现。误差放大器ea输出的误差电压vea代表了负载深度，误差电压vea越高代表负载越重，当负载降低时降低频率或者vcs幅度来达到输入能量和输出能量平衡从而稳定输出电压，上钳频信号用来控制工作频率。
84.设置下钳频信号用来限定ccm工作模式的工作条件，上钳频只能控制工作在qr工作模式的频率，下钳频控制ccm工作模式时候的工作频率。因为低压下满载下工作频率比较低，有了ccm工作模式的下钳频控制，强制提高工作频率到ccm工作模式，脱离qr工作模式，高压下工作频率比较高，但是被上钳频钳制，所以工作频率会是刚好上钳频。高压下工作在上钳频主要是因为频率太快的话内部的有些信号处理来不及，容易造成控制环路失锁的风险，低压下脱离qr工作模式进入ccm工作模式主要是为了脱离低压qr工作模式下原边的输入纹波大从而造成输出纹波也跟着变大的问题。
85.本发明还揭示一种反激变换器，所述反激变换器包括上述的反激变换器的控制电
路。
86.本发明进一步揭示一种反激变换器的控制方法，所述控制方法包括：
87.工作状态检测步骤，检测反激变换器的工作状态；以及
88.工作模式控制步骤，根据所述工作状态检测步骤检测到反激变换器的工作状态控制反激变换器的工作模式；在反激变换器处于低压满载的状态下，控制反激变换器进入电流连续工作模式；在反激变换器处于高压满载的状态下,控制反激变换器进入准谐振工作模式。
89.在本发明的一实施例中，所述工作模式控制步骤包括频率控制步骤，控制反激变换器的频率；所述频率控制步骤包括：
90.上钳频控制步骤；根据反馈电压fb控制上钳频信号，在反馈电压fb降低时控制上钳频信号降低；
91.下钳频控制步骤；根据反馈电压fb控制下钳频信号，在反馈电压fb降低时控制下钳频信号降低；所述下钳频控制单元在反馈电压fb高于设定阈值时，控制下钳频信号为设定固定值。在一实施例中，在反激变换器处于恒压模式区间，控制下钳频信号保持不变；
92.调频步骤；根据获取的上钳频信号及下钳频信号实现调频功能。
93.所述频率控制步骤还可以包括：通过上钳频信号控制反激变换器工作在准谐振qr工作模式时的频率，通过下钳频信号控制反激变换器工作在电流连续ccm工作模式时的频率。
94.此外，所述工作模式控制步骤还可以包括幅度调制步骤，调制反激变换器的幅度。
95.综上所述，本发明提出的反激变换器的控制电路及控制方法以及反激变换器，可在确保电路稳定工作的同时，有效保证电路的效率。
96.在本发明的一种使用场景中，系统低压满载下进入ccm工作模式工作，高压满载下qr工作模式工作，避开了低压满载工作时qr工作模式输出纹波大的问题，高压满载工作在qr工作模式，保证了系统的效率。
97.以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
98.这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。实施例中所涉及的效果或优点可因多种因素干扰而可能不能在实施例中体现，对于效果或优点的描述不用于对实施例进行限制。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。