基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置
技术领域
1.本发明属于电力电子变换器控制技术领域，尤其涉及一种基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置。
背景技术：
2.近年来，dc-dc变换器凭借其能量转换、调节等功能已经广泛应用于燃料电池汽车动力系统、光伏发电、ups、储能系统等领域中。其中交错并联双向半桥型dc/dc变换器作为变换器的重要组成部分，是连接直流母线和储能介质的重要桥梁，具有减小每相开关器件的电流应力和开关损耗的优点。采用交错并联的拓扑结构可以完成较高的频率输出，降低每相开关频率。对于需要低输入电流纹波，高动态响应的蓄电池和光伏阵列电池来说，运用交错并联技术是一种很好的解决方案。
3.在传统的交错并联双向半桥型dc/dc变换器的各类控制方法中，双闭环pi 控制最为成熟，但传统的双闭环控制采用的是比例-积分(pi)控制，反应时间慢、调整时间长，且多个pi控制器参数调节不易，动态性能受到了很大的限制。模型预测控制以其较快的动态响应速度和灵活的控制目标被广泛应用于电机驱动等相关领域，若内外环均采用mpc的控制策略，系统的动态响应速度将会大大增加。然而mpc的控制性能很大一部分取决于系统建模的精确性，电路参数的变化将导致控制系统参数标称值与系统实际参数值不匹配，变换器工作点远离标称值，进而影响控制系统的稳定性和鲁棒性。由于工况的变化，系统容易受到干扰，如负载电阻的扰动、输入输出电压的波动以及电感、电容的非理想性引起的参数失配都可能导致变换器的不稳定，出现静态误差。
4.因此，亟需一种新的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置，以弥补现有技术的缺陷。
5.通过上述分析，现有技术存在的问题及缺陷为：
6.(1)传统的交错并联双向半桥型dc/dc变换器的各类控制方法中，双闭环控制采用的是比例-积分(pi)控制，反应时间慢、调整时间长，且多个pi控制器参数调节不易，动态性能受到了很大的限制。
7.(2)mpc的控制性能很大一部分取决于系统建模的精确性，电路参数的变化将导致控制系统参数标称值与系统实际参数值不匹配，变换器工作点远离标称值，进而影响控制系统的稳定性和鲁棒性。
8.(3)由于工况的变化，系统容易受到干扰，如负载电阻的扰动、输入输出电压的波动以及电感、电容的非理想性引起的参数失配都可能导致变换器的不稳定，输出不能准确快速跟踪参考，出现静态误差。
9.解决以上问题及缺陷的难度为：以上问题的解决难度主要体现在如何实现 dc/dc变换器的快速动态响应，精确的稳态跟踪，并具备较强的抗干扰性能。依赖现有技术可以实现快速动态响应或者较好的抗扰动能力，但较难同时兼顾多项控制目标，且没有考虑多扰动项对稳态静差的影响。
10.解决以上问题及缺陷的意义为：dc-dc变换器作为燃料电池汽车动力系统、光伏发电、ups、储能系统等的重要组成部分之一，它的性能对整个系统而言显得尤为重要，会直接影响系统的稳定可靠性。以上问题及缺陷的解决使 dc-dc变换器的控制系统除了具备传统模型预测控制方法的优势外，还对传统方法进行改进，进一步提升系统的稳定性和快速性，对于变换器提高动态性能具有重要的应用意义。
技术实现要素：
11.针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置，尤其涉及一种基于在线扰动观测补偿的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置，旨在解决传统模型预测控制方法中因外部扰动和内部模型失配而造成变换器不稳定，输出不能准确快速跟踪参考的问题。
12.本发明是这样实现的，一种基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换方法，所述基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换方法包括：
13.根据电路的数学模型计算建立变换器工作在boost模式和buck模式的内外环预测控制模型，设计在正反方向模式下的龙伯格扰动观测器并在线补偿到预测模型当中，采用误差反馈和观测扰动前馈的方式，基于无差拍方法实现连续集的模型预测控制，得到各工作模式下的最优控制量，并将最优控制占空比送入载波移相pwm模块cps-pwm，以获得开关脉冲信号。
14.进一步，所述基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换方法包括以下步骤：
15.步骤一，确定双向半桥型dc/dc变换器的状态变量和状态方程及参数，建立变换器的离散数学模型；电流控制模式下外环基于功率平衡原理，内环采用模型预测控制方法来提高整体控制系统的动态响应速度；
16.步骤二，根据系统离散数学模型，分别设计双向半桥型dc/dc变换器在正反方向工作模式即三相交错并联boost和buck模式下的龙伯格扰动观测器；
17.步骤三，根据系统数学模型和龙伯格扰动观测器，将观测状态变量在线补偿到预测模型中，采用误差反馈和观测扰动前馈控制方式，结合基于无差拍方法的连续集模型预测控制分别调整变换器在正反方向工作模式下输出的最优控制量；
18.步骤四，将最优控制量占空比送入cps-pwm模块，获得三相开关管的脉冲信号。
19.进一步，步骤一中，所述确定双向半桥型dc/dc变换器的状态变量和状态方程及参数，建立变换器的离散数学模型；电流控制模式下外环基于功率平衡原理，内环采用模型预测控制方法来提高整体控制系统的动态响应速度，包括：
20.(1)建立变换器数学模型：当变换器工作在boost模式下时，根据开关导通和截止进行建模，基于基尔霍夫定律和状态空间平均法得到三相交错并联 boost变换器连续时间数学模型：
[0021][0022]
其中，ui(t)为系统输入，v
in
、vo分别为输入和输出电压，ro为等效负载电阻， cf为
输出电容，li(i＝1,2,3)为各相电感，i
li
(i＝1,2,3)为各相电感电流，r
li
(i＝1,2,3)为各相电感等效串联电阻。
[0023]
采用前向欧拉离散化，得到变换器离散时间数学模型：
[0024][0025]
其中，ts为采样时间，v＝v
in
，a,b,c,e为系统系数矩阵：
[0026][0027]
x＝[i
l1 i
l2 i
l3 vo]
t
。
[0028]
外环基于功率平衡原理：根据模型瞬时功率平衡理论得到输入输出与总电感电流参考值的关系：
[0029][0030]
要求各相电流参考值为总参考值的1/3来实现电流均流，得到各相电感电流参考值为：
[0031][0032]
内环采用模型预测控制方法：假设输入输出电压在一个采样周期时间内保持恒定不变，则电感电流线性变化，根据离散数学模型，k+1时刻电感电流值从 k时刻预测得到：
[0033][0034]
预测控制代价函数得到：
[0035]
分别将代价函数对控制量ui(k)求偏导，并令导数等于0确定使得代价函数最小时的控制量取值：
[0036]
计算得到：作为控制量输出到cps-pwm模块进行调制。
[0037]
(2)当变换器工作在buck模式下时，根据开关导通和截止进行建模，基于基尔霍夫
定律和状态空间平均法，得到三相交错并联buck变换器连续时间数学模型：
[0038][0039]
得到变换器离散时间数学模型：
[0040]
其中，ts为采样时间，ab,bb,c为系统系数矩阵：
[0041]041]
x＝[i
l1 i
l2 i
l3 vo]
t
。
[0042]
根据基尔霍夫电流理论：
[0043]
考虑均流，各相电感电流参考值为：
[0044]
内环采用模型预测控制方法，k+1时刻电感电流值从k时刻预测得到：
[0045][0046]
代价函数得到：
[0047][0048]
计算得到：
[0049]
作为控制量输出到cps-pwm模块进行调制。
[0050]
进一步，步骤二中，所述根据系统离散数学模型，分别设计双向半桥型 dc/dc变换器在正反方向工作模式即三相交错并联boost和buck模式下的龙伯格扰动观测器，包括：
[0051]
设计龙伯格扰动观测器，并将观测状态变量在线补偿到预测模型中。
[0052]
(1)对于boost工作模式：
[0053]
集总扰动观测：根据步骤一的离散数学模型，集总扰动项定义为：
[0054][0055]
将扰动项和电感电流作为状态变量，系统离散数学模型重写为：
[0056][0057]
其中，x
di
(t)＝[i
li di]
t
，cd＝[1 0]， vd＝vo。
[0058]
则扰动观测器设计为：
[0059][0060]
其中，h＝[h
1 h2]
t
为观测器的反馈增益，为集总扰动项和电感电流的观测值。
[0061]
定义k+1时刻状态变量与观测值的误差为：
[0062][0063]
为保证观测器的稳定性，选取合适的反馈增益值，使得(a
d-hcd)矩阵镇定，即闭环极点位于复平面的左半开平面之内，即可使得观测误差随时间趋近于零，即观测值趋向于实际值，矩阵(a
d-hcd)的特征值p1、p2必须满足p1,p2＜0。因此，观测误差随时间逐渐减小，状态变量di分别用观测值代替。
[0064]
负载等效电阻观测，将输出电压和输出电流作为状态变量，写离散数学模型为：
[0065][0066]
其中，co＝[1 0]，0]，i
l
＝[i
l1 i
l2 i
l3
]
t
。
[0067]
则扰动观测器设计为：
[0068]
[0069]
其中，l＝[l
1 l2]
t
为观测器的反馈增益，为输出电压和输出电流的观测值。
[0070]
定义k+1时刻状态变量与观测值的误差为：
[0071][0072]
选取合适的反馈增益l1和l2使(a
o-lco)镇定，负载等效电阻用观测值代替实际值为
[0073]
(2)对于buck工作模式：
[0074]
外环扰动观测：根据步骤一的离散数学模型，待观测项定义为：
[0075][0076]
将定义扰动项和输出电压作为状态变量，写离散数学模型如下：
[0077][0078]
则扰动观测器设计为：
[0079][0080]
其中，f1、f2为观测器的反馈增益，为输出电压和外环扰动项的观测值；选取合适的反馈增益f1、f2，将观测扰动项代替实际值。
[0081]
内环扰动观测，根据步骤一的离散数学模型，待观测项定义为：
[0082][0083]
将扰动项和电感电流作为状态变量，则系统离散数学模型重写为：
[0084][0085]
则扰动观测器设计为：
[0086][0087]
其中，g1、g2为观测器的反馈增益，为电感电流和内环扰动项的观测值；选取合适的反馈增益g1、g2，将观测扰动项代替实际值。
[0088]
进一步，步骤三中，所述根据系统数学模型和龙伯格扰动观测器，将观测状态变量在线补偿到预测模型中，采用误差反馈和观测扰动前馈控制方式，结合基于无差拍方法的
连续集模型预测控制分别调整变换器在正反方向工作模式下输出的最优控制量，包括：
[0089]
将观测状态变量在线补偿到预测模型中：
[0090]
(1)在boost工作模式下：
[0091]
外环输出电流参考值：
[0092]
内环输出控制量：
[0093]
(2)在buck工作模式下：
[0094]
外环输出电流参考值：
[0095]
内环输出控制量：
[0096]
进一步，步骤四中，所述将最优控制量占空比送入cps-pwm模块，获得三相开关管的脉冲信号，包括：
[0097]
将最优控制量占空比u1、u2、u3送入调制模块，获得三相开关管的脉冲信号；其中调制方式采用cps-pwm方式，各相占空比输出对3个三角载波进行调制，每一相的三角载波频率幅值相等，相位依次滞后个载波周期，从而使每相开关导通时间依次滞后120
°
。
[0098]
本发明的目的在于提供一种应用所述的基于扰动观测预测控制的双向 dc/dc变换方法的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置，所述基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置包括：
[0099]
离散数学模型构建模块，用于确定双向半桥型dc/dc变换器的状态变量和状态方程及参数，建立变换器的离散数学模型；
[0100]
动态响应速度控制模块，用于在电流控制模式下外环基于功率平衡原理，内环采用模型预测控制方法来提高整体控制系统的动态响应速度；
[0101]
工作模式设计模块，用于根据系统离散数学模型，分别设计双向半桥型 dc/dc变换器在正反方向工作模式即三相交错并联boost和buck模式下的龙伯格扰动观测器；
[0102]
最优控制量调整模块，用于根据系统数学模型和龙伯格扰动观测器，将观测状态变量在线补偿到预测模型中，采用误差反馈和观测扰动前馈控制方式，结合基于无差拍方法的连续集模型预测控制分别调整变换器在正反方向工作模式下输出的最优控制量；
[0103]
脉冲信号获取模块，用于将最优控制量占空比送入cps-pwm模块，获得三相开关管的脉冲信号。
[0104]
本发明的另一目的在于提供一种计算机设备，所述计算机设备包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时，使得所述处理器执行如下步骤：
[0105]
根据电路的数学模型计算建立变换器工作在boost模式和buck模式的内外环预测控制模型，设计在正反方向模式下的龙伯格扰动观测器并在线补偿到预测模型当中，采用误差反馈和观测扰动前馈的方式，基于无差拍方法实现连续集的模型预测控制，得到各工
作模式下的最优控制量，并将最优控制占空比送入载波移相pwm模块cps-pwm，以获得开关脉冲信号。
[0106]
本发明的另一目的在于提供一种计算机可读存储介质，存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，使得所述处理器执行所述的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换方法。
[0107]
本发明的另一目的在于提供一种信息数据处理终端，所述信息数据处理终端用于实现所述的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置的功能。
[0108]
结合上述的所有技术方案，本发明所具备的优点及积极效果为：本发明提供的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换方法，以模型预测控制策略为基础，实现基于cps-pwm的无差拍预测控制，结合龙伯格扰动观测器实现适用于三相交错并联双向半桥型dc/dc变换器的控制策略，能够满足交错并联双向 dc/dc变换器在负载扰动，输入电压扰动，以及存在电感电阻的工况下依然能准确快速地跟踪负载电压参考，解决传统模型预测控制方法中因外部扰动和内部模型失配而造成变换器不稳定，输出不能准确快速跟踪参考的问题。
[0109]
本发明提供了一种三相交错并联双向半桥型dc-dc变换器的一种结合龙伯格扰动观测器的模型预测控制方法。该方法保留了传统模型预测控制动态响应速度较快的优点，在存在外部扰动和内部模型失配的情况下能够准确快速跟踪给定，具有较强的抗干扰能力。
附图说明
[0110]
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0111]
图1是本发明实施例提供的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换方法流程图。
[0112]
图2是本发明实施例提供的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置结构框图；
[0113]
图中：1、离散数学模型构建模块；2、动态响应速度控制模块；3、工作模式设计模块；4、最优控制量调整模块；5、脉冲信号获取模块。
[0114]
图3是本发明实施例提供的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置的整体控制框图。
[0115]
图3(a)是本发明实施例提供的boost工作模式示意图。
[0116]
图3(b)是本发明实施例提供的buck工作模式示意图。
[0117]
图4是本发明实施例提供的三相交错并联双向半桥型dc-dc变换器的电路拓扑图。
[0118]
图5是本发明实施例提供的载波移相脉冲宽度调制方法波形图。
[0119]
图6是本发明实施例提供的控制方式在boost工作模式下在系统受到扰动和模型失配的情况下的仿真结果波形图。
[0120]
图6(a)是本发明实施例提供的输出电压参考值阶跃仿真波形图。
[0121]
图6(b)是本发明实施例提供的输入电压阶跃扰动仿真波形图。
[0122]
图6(c)是本发明实施例提供的负载阶跃扰动仿真波形图。
[0123]
图6(d)是本发明实施例提供的电感失配仿真波形图。
[0124]
图7是本发明实施例提供的控制方式在buck工作模式下在系统受到扰动和模型失配的情况下的仿真结果波形图。
[0125]
图7(a)是本发明实施例提供的输出电压参考值阶跃仿真波形图。
[0126]
图7(b)是本发明实施例提供的负载阶跃扰动仿真波形图。
[0127]
图7(c)是本发明实施例提供的电感失配仿真波形图。
具体实施方式
[0128]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0129]
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置，下面结合附图对本发明作详细的描述。
[0130]
如图1所示，本发明实施例提供的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换方法包括以下步骤：
[0131]
s101，确定双向半桥型dc/dc变换器的状态变量和状态方程及参数，建立变换器的离散数学模型；
[0132]
s102，电流控制模式下外环基于功率平衡原理，内环采用模型预测控制方法来提高整体控制系统的动态响应速度；
[0133]
s103，根据系统离散数学模型，分别设计双向半桥型dc/dc变换器在正反方向工作模式即三相交错并联boost和buck模式下的龙伯格扰动观测器；
[0134]
s104，根据系统数学模型和龙伯格扰动观测器，将观测状态变量在线补偿到预测模型中，采用误差反馈和观测扰动前馈控制方式，结合基于无差拍方法的连续集模型预测控制分别调整变换器在正反方向工作模式下输出的最优控制量；
[0135]
s105，将最优控制量占空比送入cps-pwm模块，获得三相开关管的脉冲信号。
[0136]
如图2所示，本发明实施例提供的基于扰动观测预测控制的双向dc/dc变换装置包括：
[0137]
离散数学模型构建模块1，用于确定双向半桥型dc/dc变换器的状态变量和状态方程及参数，建立变换器的离散数学模型；
[0138]
动态响应速度控制模块2，用于在电流控制模式下外环基于功率平衡原理，内环采用模型预测控制方法来提高整体控制系统的动态响应速度；
[0139]
工作模式设计模块3，用于根据系统离散数学模型，分别设计双向半桥型 dc/dc变换器在正反方向工作模式即三相交错并联boost和buck模式下的龙伯格扰动观测器；
[0140]
最优控制量调整模块4，用于根据系统数学模型和龙伯格扰动观测器，将观测状态变量在线补偿到预测模型中，采用误差反馈和观测扰动前馈控制方式，结合基于无差拍方法的连续集模型预测控制分别调整变换器在正反方向工作模式下输出的最优控制量；
[0141]
脉冲信号获取模块5，用于将最优控制量占空比送入cps-pwm模块，获得三相开关管的脉冲信号。
[0142]
图3是本发明中变换器控制系统的整体控制框图；
[0143]
图4是本发明采用的三相交错并联双向半桥型dc-dc变换器的电路拓扑图；
[0144]
图5是本发明中所采用的载波移相脉冲宽度调制方法波形图(cps-pwm，d 为占空比)；
[0145]
图6(a)～图6(d)分别是本发明提出控制的方式在boost工作模式下在系统受到扰动和模型失配的情况下的仿真结果波形；
[0146]
图7(a)～图7(c)分别是本发明提出控制的方式在buck工作模式下在系统受到扰动和模型失配的情况下的仿真结果波形。
[0147]
下面结合具体实施例对本发明的技术方案作进一步描述。
[0148]
1、发明概述
[0149]
本发明公开了一种基于扰动观测的三相交错并联双向半桥型dc/dc变换器的模型预测控制方法，方法包括以下步骤：根据电路的数学模型计算建立变换器工作在boost模式和buck模式的内外环预测控制模型，设计在正反方向模式下的龙伯格扰动观测器并在线补偿到预测模型当中，采用误差反馈和观测扰动前馈的方式，基于无差拍方法实现连续集的模型预测控制，得到各工作模式下的最优控制量，并将最优控制占空比送入载波移相pwm(cps-pwm)模块，以获得开关脉冲信号。本发明能够满足交错并联双向dc/dc变换器在负载扰动，输入电压扰动，以及存在电感电阻的工况下依然能准确快速地跟踪负载电压参考。
[0150]
2、发明内容
[0151]
本发明的目的是提供一种以模型预测控制策略为基础，实现基于cps-pwm 的无差拍预测控制，结合龙伯格扰动观测器实现适用于三相交错并联双向半桥型dc/dc变换器的控制策略，以解决传统模型预测控制方法中因外部扰动和内部模型失配而造成变换器不稳定，输出不能准确快速跟踪参考的问题。
[0152]
本发明所采用的技术方案，具体按照如下步骤实施：
[0153]
步骤1、确定双向半桥型dc/dc变换器的状态变量和状态方程及参数，建立变换器的离散数学模型。电流控制模式下外环基于功率平衡原理，内环采用模型预测控制方法来提高整体控制系统的动态响应速度；
[0154]
步骤2、根据系统离散数学模型，分别设计双向半桥型dc/dc变换器在正反方向工作模式即三相交错并联boost和buck模式下的龙伯格扰动观测器；
[0155]
步骤3、根据系统数学模型和龙伯格扰动观测器，将观测状态变量在线补偿到预测模型中，采用误差反馈和观测扰动前馈控制方式，结合基于无差拍方法的连续集模型预测控制分别调整变换器在正反方向工作模式下输出的最优控制量；
[0156]
步骤4、将最优控制量占空比送入cps-pwm模块，获得三相开关管的脉冲信号。
[0157]
本发明能够满足交错并联双向dc/dc变换器在负载扰动，输入电压扰动，以及存在电感电阻的工况下依然能准确快速地跟踪负载电压参考。
[0158]
一、进一步地，上述步骤1具体包括：
[0159]
建立变换器数学模型：
[0160]
当变换器工作在boost模式下时，根据开关导通和截止进行建模，基于基尔霍夫定律和状态空间平均法，可以得到三相交错并联boost变换器连续时间数学模型：
[0161][0162]
其中，ui(t)为系统输入，v
in
、vo分别为输入和输出电压，ro为等效负载电阻， cf为输出电容，li(i＝1,2,3)为各相电感，i
li
(i＝1,2,3)为各相电感电流，r
li
(i＝1,2,3)为各相电感等效串联电阻。进一步采用前向欧拉离散化，可以得到变换器离散时间数学模型：
[0163][0164]
其中，ts为采样时间，v＝v
in
，a,b,c,e为系统系数矩阵：
[0165][0166]
x＝[i
l1 i
l2 i
l3 vo]。
[0167]
外环基于功率平衡原理：根据模型瞬时功率平衡理论得到输入输出与总电感电流参考值的关系：
[0168][0169]
要求各相电流参考值为总参考值的1/3来实现电流均流，可以得到各相电感电流参考值为：
[0170][0171]
内环采用模型预测控制方法：假设输入输出电压在一个采样周期时间内保持恒定不变，则电感电流线性变化，根据离散数学模型，k+1时刻电感电流值可从k时刻预测得到：
[0172][0173]
预测控制代价函数可以得到：
[0174]
分别将代价函数对控制量ui(k)求偏导，并令其导数等于0确定使得代价函数最小时的控制量取值：
[0175]
计算得到：作为控制量输出到cps-pwm模块进行调制。
[0176]
当变换器工作在buck模式下时，根据开关导通和截止进行建模，基于基尔霍夫定律和状态空间平均法，可以得到三相交错并联buck变换器连续时间数学模型：
[0177]
同理，可以得到变换器离散时间数学模型：
[0178]
其中，ts为采样时间，a,b,c为系统系数矩阵：
[0179][0179]
x＝[i
l1 i
l2 i
l3 vo]。
[0180]
与上文同理，根据基尔霍夫电流理论：
[0181]
考虑均流，各相电感电流参考值为：
[0182]
内环同理，采用模型预测控制方法，k+1时刻电感电流值可从k时刻预测得到：
[0183][0184]
代价函数可以得到：
[0185]
计算得到：作为控制量输出到cps-pwm模块进行调制。
[0186]
二、进一步地，上述步骤2具体包括：
[0187]
设计龙伯格扰动观测器，并将观测状态变量在线补偿到预测模型中。
[0188]
对于boost工作模式：
[0189]
集总扰动观测：根据步骤1的离散数学模型，集总扰动项定义为：将扰动项和电感电流作为状态变量，系统离散数学模型可以重写如下：
[0190]
其中x
di
(t)＝[i
li di]
t
，cd＝[1 0]，0]，vd＝vo。则扰动观测器可以设计为如下：
[0191]
其中h＝[h
1 h2]
t
为观测器的反馈增益，为集总扰动项和电感电流的观测值。
[0192]
根据上式，定义k+1时刻状态变量与观测值的误差为：
[0193][0194]
为了保证观测器的稳定性，要选取合适的反馈增益值，使得(a
d-hcd)矩阵镇定，即闭环极点位于复平面的左半开平面之内，就可以使得观测误差随时间趋近于零，即观测值趋向于实际值。这意味着矩阵(a
d-hcd)的特征值p1、p2必须满足p1,p2＜0。因此，观测误差随时间逐渐减小。状态变量di可以分别用观测值代替。
[0195]
负载等效电阻观测，将输出电压和输出电流作为状态变量，写离散数学模型如下：
[0196]
其中co＝[1 0]，0]，i
l
＝[i
l1 i
l2 i
l3
]
t
。
[0197]
则扰动观测器可以设计为：
[0198]
其中l＝[l
1 l2]
t
为观测器的反馈增益，为输出电压和输出电流的观测值。
[0199]
同理，定义k+1时刻状态变量与观测值的误差为：
[0200][0201]
选取合适的反馈增益l1和l2使(a
o-lco)镇定，负载等效电阻可以用观测值代替实际值，为：
[0202]
同理，对于buck工作模式：
[0203]
外环扰动观测：根据步骤1的离散数学模型，待观测项定义为：
[0204][0205]
将定义扰动项和输出电压作为状态变量，写离散数学模型如下：
[0206][0207]
则扰动观测器可以设计为：其中f1、f2为观测器的反馈增益，为输出电压和外环扰动项的观测值，同理选取合适的反馈增益f1、f2，可以将观测扰动项代替实际值。
[0208]
内环扰动观测，根据步骤1的离散数学模型，待观测项定义为：
[0209][0210]
将扰动项和电感电流作为状态变量，系统离散数学模型可以重写如下：
[0211][0212]
则扰动观测器可以设计为如下：其中g1、g2为观测器的反馈增益，为电感电流和内环扰动项的观测值，同理选取合适的反馈增益g1、g2，可以将观测扰动项代替实际值。
[0213]
三、进一步地，上述步骤3具体包括：
[0214]
将观测状态变量在线补偿到预测模型中：
[0215]
在boost工作模式下：
[0216]
外环输出电流参考值：
[0217]
内环输出控制量：
[0218]
在buck工作模式下：
[0219]
外环输出电流参考值：
[0220]
内环输出控制量：
[0221]
四、进一步地，上述步骤4具体包括：
[0222]
将最优控制量占空比u1、u2、u3送入调制模块，获得三相开关管的脉冲信号。其中调制方式采用的是cps-pwm方式，每一相的三角载波频率幅值相等，相位依次滞后个载波周期，各相占空比输出对3个三角载波进行调制，从而使每相开关导通时间依次滞后120
°
。
[0223]
从以上所述可以看出，本发明提供了一种三相交错并联双向半桥型dc-dc 变换器的一种结合龙伯格扰动观测器的模型预测控制方法。该方法保留了传统模型预测控制动态响应速度较快的优点，在存在外部扰动和内部模型失配的情况下能够准确快速跟踪给定，具有较强的抗干扰能力。
[0224]
在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上；术语“上”、“下”、“左”、“右”、“内”、“外”、“前端”、“后端”、“头部”、“尾部”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
[0225]
在上述实施例中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组合来实现。当使用全部或部分地以计算机程序产品的形式实现，所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载或执行所述计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本发明实施例所述的流程或功能。所述计算机可以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户线(dsl)或无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输)。所述计算机可读取存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。所述可用介质可以是磁性介质，(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，dvd)、或者半导体介质(例如固态硬盘solid state disk(ssd))等。
[0226]
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，都应涵盖在本发明的保护范围之内。