应用于射频能量收集系统的双路径RF-DC整流器

应用于射频能量收集系统的双路径rf-dc整流器
技术领域
1.本发明涉及射频能量收集技术领域，特别是涉及一种应用于射频能量收集系统的双路径rf-dc整流器。


背景技术：

2.近年来，射频能量收集技术在可穿戴医疗设备、无线能量传输等领域有着广泛的应用。射频能量收集系统主要包括能量源、天线、匹配网络、整流器和储能元件等，它通过对空间中的射频能量的收集，达到对系统供电的目的，进而实现系统无电池化的改进，在电池维护和系统持续性工作的问题上提供优越的解决方案。其中，rf-dc整流器起到将交流的射频能量转换为直流信号并为后续系统供电的作用，是整个射频能量收集系统中的关键模块，也决定着整个系统的能量转换效率。
3.目前，对于rf-dc整流器主要面临的挑战是环境中的射频能量功率密度较小、整流器能量转换效率较低以及整流器维持高转换效率的输入功率范围较窄等问题。迄今为止，很多研究针对rf-dc整流器面临的问题提出了众多的解决方案。诸如为了提高整流器的灵敏度引入阈值电压自补偿电路，利用系统中固定的节点为整流管做阈值电压补偿，使其能在低于其整流管阈值电压的能量输入下导通。但是固定节点的阈值电压补偿容易在较高的输入功率下带来大的反向泄露电流，进而制约整流器的高转换效率的输入功率范围。还有一些研究通过数字电路模块为整流管提供动态的阈值电压补偿，进而提高整流器的灵敏度和高效率输入功率范围。但是，过多的数字电路模块的引入带来系统功率损耗的增加，进而带来系统灵敏度和转换效率较差的问题。
4.因此，为了解决现有射频能量收集系统中rf-dc整流器应用场景能量密度较低，能量波动范围较大的问题，迫切地需要一种新型的rf-dc整流器，实现高转换效率、高灵敏度以及宽输入功率范围的目的，为射频能量收集系统不断拓宽应用范围。


技术实现要素：

5.本发明的目的是针对现有技术中存在的技术缺陷，而提供一种应用于射频能量收集系统的双路径rf-dc整流器。
6.为实现本发明的目的所采用的技术方案是：
7.一种应用于射频能量收集系统的双路径rf-dc整流器，包括并联布置的基于2阶交叉耦合整流器的低功率路径以及基于2阶全nmos整流器件的整流器的高功率路径；所述2阶交叉耦合整流器以及基于2阶全nmos整流器件的整流器的高功率路径分别接rf+、rf-信号，并分别通过各自的v
in
端接开关信号sw，以及通过各自的v
out
端接到电路的输出端。
8.本发明应用于射频能量收集的双路径rf-dc整流器电路保留了传统交叉耦合结构灵敏度较高的特点，自偏置电路的引入使整流器在很低的输入功率下便可工作；在保证高灵敏度前提下，引入了动态选择的双路径结构，新型的全nmos整流管的整流器结构作为高输入功率下的整流路径，极大减少了漏电流的产生，增大在高输入功率下的转换效率；辅助
电路电路结构简单，功耗较小。
附图说明
9.图1是本发明的应用于射频能量收集的双路径rf-dc整流器结构图。
10.图2为本发明的低功率路径中改进的交叉耦合整流器结构图。
11.图3为本发明的高功率路径中全nmos整流管的新型整流器结构图。
12.图4为本发明的整流器转换效率随输入功率变化趋势图。
具体实施方式
13.以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
14.如图1所示，本发明实施例的应用于射频能量收集系统的双路径rf-dc整流器，包括并联布置的基于2阶交叉耦合整流器的低功率路径以及基于2阶全nmos整流器件的整流器的高功率路径；所述2阶交叉耦合整流器及基于2阶全nmos整流器件的整流器的高功率路径分别具有rf+端、rf-端以及v
in
端、v
out
端，分别接rf+、rf-信号，并分别通过各自的v
in
端接开关信号sw，以及通过各自的v
out
端接到电路的输出端。
15.作为一个可选的实施例，还包括辅助路径，该辅助路径包括：
16.rvg单元(reference voltage generator，参考电压产生单元)、nvg单元(negative voltage generator，负电压产生单元)以及cmp单元(comparator，比较器)，所述rvg单元产生参考压电v
ref
，所述nvg单元产生负电压v
ss
，且rvg单元、nvg单元分别与rf+，rf-相接；
17.cmp单元的正相输入端接2阶交叉耦合整流器及基于2阶全nmos整流器件的整流器的v
out
端，负相输入端接v
ref
，同时还接v
ss
，输出端输出开关信号sw。
18.作为一个可选的实施例，所述2阶交叉耦合整流器的v
in
接开关管s1，开关管s1的源极接地，栅极接开关信号sw；
19.所述基于2阶全nmos整流器件的整流器v
in
接开关管s2，开关管s2的源极接地，栅极接开关信号sw。
20.在信号输入的初始时间，比较器初始输出电压为0，开关管s1，s2关闭，低功率路径与高功率路径均不工作。当输入信号幅值大于整流器工作的阈值电压，此时参考电压产生路径与负压产生路径先工作。
21.相较于低功率路径与高功率路径的0电压输出，参考电压较大，比较器输出高电平，开关管s1导通，进而导通低功率路径。
22.若输入功率较低，交叉耦合结构整流器的漏电流较小，由于低功率路径整流器驱动的为电阻性负载而参考电压产生路径驱动为电容性负载，所以参考电压高于整流器输出电压。比较器持续输出高电平，维持低功率输入路径导通。
23.若输入功率较高，由于交叉耦合结构在高输入功率下漏电流较大的特点，低功率路径输出电压逐渐接近参考电压，此时比较器输出电压发生反转，由高电平转换为低电平，开关管s2导通，进而导通高功率路径。
24.由于高功率路径漏电流较小的特点，整流器输出电压高于参考电压，比较器持续
输出低电平，维持高功率路径的导通。
25.作为一个可选的实施例，如图2所示，所述2阶交叉耦合整流器包括晶体管m
b1
、晶体管m
b2
、晶体管m
b3
、晶体管m
b4
、晶体管m
b5
、晶体管m
b6
、晶体管m
n1
、晶体管m
p1
、晶体管m
n2
、晶体管m
p2
、电容c1、电容c2、电容c3、电容c4。
26.晶体管m
b1
与晶体管m
b2
的源极相接后接v
in
，晶体管m
n1
与晶体管m
n2
的漏极相接后接v
in
，晶体管m
b1
的栅极与其漏极相接后与晶体管m
n1
的栅极相接，晶体管m
b2
的栅极与其漏极相接后与晶体管m
n2
的栅极相接，晶体管m
n1
的栅极接电容c3的一端，晶体管m
n2
的栅极接电容c1的一端，晶体管m
n1
的源极接电容c2的一端，电容c1及电容c2的另一端接rf+，晶体管m
n2
的源极接电容c4的一端，电容c3及电容c4的另一端接rf-；
27.晶体管m
b3
、晶体管m
b4
的栅极相接后接晶体管m
p1
的栅极及晶体管m
b3
的漏极，晶体管m
b3
的源极接晶体管m
b4
的漏极，晶体管m
b4
的源极接晶体管m
p1
的漏极，晶体管m
p1
的源极接晶体管m
n1
的源极以及晶体管m
p2
的栅极；
28.晶体管m
b5
、晶体管m
b6
的栅极相接后接晶体管m
p2
的栅极及晶体管m
b5
的漏极，晶体管m
b5
的源极接晶体管m
b6
的漏极，晶体管m
b6
的源极接晶体管m
p2
的漏极，晶体管m
p2
的源极接晶体管m
n2
的源极及晶体管m
p1
的栅极；
29.晶体管m
b4
及晶体管m
b4
的源极接后经电容c
l
后接v
out
，电容c
l
的另一端接地。
30.本发明中的低功率路径的整流器，基于传统交叉耦合结构，并且引入自偏置电路增加转换效率的同时减小在高输入功率下的漏电流。
31.整流器的输入信号均为正弦信号，当输入信号为正半周期时，rf+＞rf-，此时晶体管m
n2
和晶体管m
p1
导通，提供主整流路径，分别为电容c4和电容c
l
充电。辅助的晶体管m
b1
和m
b3
、m
b4
导通，为主整流的晶体管m
n2
和m
p1
提供偏置电压。
32.当输入信号为负半周期时，rf-＞rf+，此时m
n1
和m
p2
导通，分别为电容c2和电容c
l
充电。辅助的晶体管m
b2
、m
b5
和m
b6
导通，为主整流的晶体管m
n1
和m
p2
提供偏置电压。完成正弦的射频信号到直流电压的转换。
33.作为一个可选的实施例，如图3所示，所述基于2阶全nmos整流器件的整流器包括：
34.晶体管m
c1
、晶体管m
c2
、晶体管m
c3
、晶体管m
c4
、晶体管m1、晶体管m2、晶体管m3、晶体管m4、电容c5、电容c6、电容c7、电容c8；
35.晶体管m
c1
与晶体管m
c2
的源极相接后接v
in
，晶体管m1与晶体管m2的漏极相接后接v
in
，晶体管m
c1
的栅极与其漏极相接后与晶体管m1的栅极相接，晶体管m
c2
的栅极与其漏极相接后与晶体管m2的栅极相接，晶体管m1的栅极接电容c7的一端，晶体管m2的栅极接电容c5的一端，晶体管m1的源极接电容c6的一端，电容c5及电容c6的另一端接rf+，晶体管m2的源极接电容c8的一端，电容c7及电容c8的另一端接rf-；
36.晶体管m
c3
的源极接地，其栅极与漏极相接后与晶体管m3的栅极及晶体管m1的源极相接，晶体管m3的栅极与其漏极相接，晶体管m3的源极与晶体管m4的源极相接后经电容c
l
后接v
out
电容c
l
的另一端接地；
37.晶体管m
c4
的源极接地，其栅极与漏极相接后与晶体管m4的栅极及晶体管m2的源极相接，晶体管m4的栅极与其漏极相接。
38.本发明中高功率路径整流器，与低功率路径不同的是，此整流器的主整流管全由nmos器件构成。
39.晶体管m
c3
、晶体管m
c4
与其连接的主整流晶体管在不同的半周期导通，为晶体管m3、晶体管m4的导通提供必要的直流偏置，进而对其阈值电压做补偿。
40.当输入信号为正半周期时，rf+＞rf-，此时晶体管m2和晶体管m3导通，提供主整流路径，分别为电容c8和电容c
l
充电。辅助的晶体管m
c1
和辅助的晶体管m
c4
导通，为主整流的晶体管m2和主整流的晶体管m3提供偏置电压。
41.当输入信号为负半周期时，rf-＞rf+，此时晶体管m1和晶体管m4导通，分别为电容c6和电容c
l
充电。辅助的晶体管m
c2
和辅助的晶体管m
c3
导通，为主整流的晶体管m1和主整流的晶体管m4提供偏置电压。完成正弦的射频信号到直流电压的转换。
42.以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点，对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明；
43.因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内，不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
44.此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。