一种面向中低压配电网的MMC混合调制方法

一种面向中低压配电网的mmc混合调制方法
技术领域
1.本发明涉及一种面向中低压配电网的mmc混合调制方法，属于mmc调制技术领域。


背景技术：

2.随着可再生能源发电容量及清洁能源占能源消费总量比重的不断增长，模块化多电平换流器(modular multilevel converter,mmc)凭借其模块化、扩展性好、转换效率高等优点被广泛应用于高压直流输电，风电、光伏并网，孤岛供电等方面。此外，相比传统电平数不高的电压源换流器，由于mmc能增加输出电平数，从而降低输出侧谐波含量以及换流器的整体损耗，所以mmc也被广泛运用在中低压配电网下。
3.在中低压配电网中，调制方式对于mmc的运行性能起决定性作用，适用于mmc的调制方法众多，最常见的有最近电平逼近调制(nearest level modulation,nlm)和载波移相pwm调制(carrier phase-shifted pulse width modulation,cps-pwm)。在中低压配电网下由于电压等级的降低，mmc子模块数量随之减少，采用nlm策略时输出电压的低次谐波含量较高，采用cps-pwm策略虽能减少低次谐波含量，但整个系统需要附加复杂的环流抑制和电容均压控制算法，运行损耗较高。因此在中低压配电网下需要更灵活可靠的mmc调制方法。


技术实现要素：

4.为了解决现有技术存在的问题，本发明提出了一种面向中低压配电网的mmc混合调制方法，根据最近电平逼近下的输出电平阶跃点对mmc的调制方式进行灵活切换，适用于少子模块下mmc系统，能够改善中低压配电网下mmc输出波形质量。
5.为解决上述技术问题，本发明采用了如下技术手段：
6.本发明提出了一种面向中低压配电网的mmc混合调制方法，所述mmc采用具备直流故障清除能力的双向开关的二极管钳位子模块，所述mmc混合调制方法包括如下步骤：
7.获取最近电平逼近下的输出电平阶跃点；
8.根据桥臂电流得到二极管钳位子模块的电容电压升降序；
9.根据输出电平阶跃点控制mmc在最近电平逼近调制与载波移相调制之间进行实时切换；
10.根据电容电压升降序和切换的调制模式，分配驱动信号和各个二极管钳位子模块的对应关系，驱动mmc中各个子模块开关管的导通与关断。
11.进一步的，mmc的每个桥臂由n个二极管钳位子模块和桥臂电感l串联组成，其直流侧电压为u
dc
，调制波为u
sj
(ωt)，其中，下标j＝a,b,c，分别表示三相电压。
12.进一步的，最近电平逼近下的输出电平阶跃点的计算方法如下：
13.根据输出电平阶跃点和mmc的电平数n+1的关系计算输出电平阶跃点：
14.15.其中，α
n/2
表示最近电平逼近下的输出电平阶跃点，n为mmc每个桥臂上的二极管钳位子模块个数，m为mmc的调制比；
16.根据对称原理，得到π-α
n/2
，π+α
n/2
，2π-α
n/2
。
17.进一步的，根据桥臂电流得到二极管钳位子模块的电容电压升降序的方法为：
18.在二极管钳位子模块投入任意工作模式前，得到桥臂电流i
pj
；
19.当i
pj
＞0时，mmc桥臂中的电容为充电状态，令所有投入的二极管钳位子模块按电容电压升序排序；
20.当i
pj
＜0时，mmc桥臂中的电容为放电状态，令所有投入的二极管钳位子模块按电容电压降序排序。
21.进一步的，设一个周期[0,2π]内任意一角为θ
t
，根据输出电平阶跃点控制mmc在最近电平逼近调制与载波移相调制之间进行实时切换的方法为：
[0022]
在0～π/2内，当0《θ
t
≤α
n/2
时，将二极管钳位子模块投入载波移相调制模式；
[0023]
当α
n/2
＜θ
t
≤π-α
n/2
时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至最近电平逼近调制模式；
[0024]
当π-α
n/2
＜θ
t
≤π+α
n/2
时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至载波移相调制模式；
[0025]
当π+α
n/2
＜θ
t
≤2π-α
n/2
时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至最近电平逼近调制模式；
[0026]
当2π-α
n/2
＜θ
t
≤2π时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至载波移相调制模式。
[0027]
进一步的，在一个周期[0,2π]内混合调制模式转换的控制方式表达式为：
[0028][0029]
其中，u
ref
(ωt)表示mmc的调制电压参考波，u
cps
(ωt)表示载波移相调制模式下的电压参考波，u
nlm
(ωt)表示最近电平逼近调制模式下的电压参考波，mod为求余函数，mod(ωt,2π)表示调制信号的电角度对2π求余运算。
[0030]
进一步的，在混合调制下，mmc上桥臂输出电压u
pj
和下桥臂输出电压u
nj
的表达式为：
[0031][0032]
其中，u
pj1
表示最近电平逼近调制模式中上桥臂的输出电压，u
nj1
表示最近电平逼近调制模式中下桥臂的输出电压，u
pj2
表示载波移相调制模式中上桥臂的输出电压，u
nj2
表示载波移相调制模式中下桥臂的输出电压。
[0033]
进一步的，在mmc中，n+1电平调制波u
sj
(ωt)的表达式为：
[0034][0035]
其中，m为mmc的调制比，表示j相相位。
[0036]
采用以上技术手段后可以获得以下优势：
[0037]
本发明提出了一种面向中低压配电网的mmc混合调制方法，利用dcbs子模块替换传统半桥子模块，令子模块具有更高的可靠性；在进行mmc混合调制前，本发明方法先根据桥臂电流确定电容电压升降序，为后续子模块投入排序提供支持，保证子模块投入顺序的准确性，结合对应的子模块电压均衡算法，使得子模块电压均衡达到效果显著。混合调制过程中，本发明方法根据输出电平阶跃点对每个周期内任意一角的投入模式进行切换，在不同阶段采用不同调制模式，让mmc在最近电平逼近调制与载波移相调制方式之间的实时的、灵活的切换，在mmc各桥臂子模块投入数目始终保持不变的前提下，降低输出电压低次谐波含量，减少开关管状态切换的频率，在提高mmc输出波形质量的同时减少系统运行损耗，改善了中低压配电网下mmc的运行性能。
附图说明
[0038]
图1为本发明实施例中三相mmc的拓扑结构图；
[0039]
图2为本发明一种面向中低压配电网的mmc混合调制方法的步骤流程图；
[0040]
图3为本发明实施例中当α
n/2
＜θ
t
≤π-α
n/2
时子模块模式流程图。
具体实施方式
[0041]
下面结合附图对本发明的技术方案作进一步说明：
[0042]
为了提高mmc中子模块的可靠性，本发明利用具备直流故障清除能力的双向开关的二极管钳位子模块(diode clamp with bidirectional switch,dcbs)替换常见的半桥子模块，dcbs子模块与半桥子模块的调制方式相同，且相较于半桥子模块具有更高的可靠性。
[0043]
如图1所示，mmc的每个桥臂由n个二极管钳位子模块和桥臂电感l串联组成，根据子模块的数目n确定上下桥臂共需投入的子模块数目n
pj
和n
nj
。mmc直流侧电压为u
dc
，调制波为u
sj
(ωt)，其中，下标j＝a,b,c，分别表示三相电压。
[0044]
在mmc中，n+1电平调制波u
sj
(ωt)的表达式为：
[0045][0046]
其中，m为mmc的调制比，表示j相相位。
[0047]
基于图1中的mmc系统，本发明提出了一种面向中低压配电网的mmc混合调制方法，如图2、3所示，具体包括如下步骤：
[0048]
步骤a、获取最近电平逼近下的输出电平阶跃点，具体操作如下：
[0049]
步骤a01、根据输出电平阶跃点和mmc的电平数n+1的关系计算输出电平阶跃点：
[0050][0051]
其中，α
n/2
表示最近电平逼近下的输出电平阶跃点。
[0052]
步骤a02、根据对称原理，得到π-α
n/2
，π+α
n/2
，2π-α
n/2
。
[0053]
步骤b、根据桥臂电流得到二极管钳位子模块的电容电压升降序。本发明方法将子模块电容电压均衡算法与该混合调制策略结合，判断桥臂电流在子模块投入任意工作模式前执行。
[0054]
步骤b01、在二极管钳位子模块投入任意工作模式前，得到桥臂电流i
pj
。
[0055]
步骤b02、当i
pj
＞0时，mmc桥臂中的电容为充电状态，令所有投入的二极管钳位子模块按电容电压升序排序。
[0056]
步骤b03、当i
pj
＜0时，mmc桥臂中的电容为放电状态，令所有投入的二极管钳位子模块按电容电压降序排序。
[0057]
步骤c、根据输出电平阶跃点控制mmc在最近电平逼近调制与载波移相调制之间进行实时切换，具体操作如下：
[0058]
设一个周期[0,2π]内任意一角为θ
t
，可以按照π/2将周期划分为4个区间。
[0059]
步骤c01、在0～π/2内，当0《θ
t
≤α
n/2
时，将二极管钳位子模块投入载波移相调制模式，当α
n/2
＜θ
t
≤π/2时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至最近电平逼近调制模式。
[0060]
步骤c02、在π/2～π内，当π/2《θ
t
≤π-α
n/2
时，延续步骤c01中的最近电平逼近调制模式，当π-α
n/2
＜θ
t
≤π时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至载波移相调制模式。
[0061]
步骤c03、在π～3π/2内，当π＜θ
t
≤π+α
n/2
时，延续步骤c02中的载波移相调制模式，当π+α
n/2
＜θ
t
≤3/2π时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至最近电平逼近调制模式。
[0062]
步骤c04、在3π/2～2π内，当3/2π《θ
t
≤2π-α
n/2
时，延续步骤c03中的最近电平逼近调制模式，当2π-α
n/2
＜θ
t
≤2π时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至载波移相调制模式。
[0063]
对上述操作进行整理可得：
[0064]
(1)在0～π/2内，当0《θ
t
≤α
n/2
时，将二极管钳位子模块投入载波移相调制模式。
[0065]
(2)当α
n/2
＜θ
t
≤π-α
n/2
时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至最近电平逼近调制模式。
[0066]
(3)当π-α
n/2
＜θ
t
≤π+α
n/2
时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至载波移相调制模式。
[0067]
(4)当π+α
n/2
＜θ
t
≤2π-α
n/2
时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至最近电平逼近调制模式。
[0068]
(5)当2π-α
n/2
＜θ
t
≤2π时，将二极管钳位子模块的调制模式切换至载波移相调制模式。
[0069]
每个周期重复上述操作步骤，进行mmc的混合调制。
[0070]
在一个周期[0,2π]内混合调制模式转换的控制方式表达式为：
[0071][0072]
其中，u
ref
(ωt)表示mmc的调制电压参考波，u
cps
(ωt)表示载波移相调制模式下的
电压参考波，u
nlm
(ωt)表示最近电平逼近调制模式下的电压参考波，mod为求余函数，由于调制信号是周期函数，每个周期电角度为2π，因此mod(ωt,2π)表示调制信号的电角度对2π求余运算，从而使其输出值在0～2π之间。
[0073]
步骤d、根据步骤b得到的电容电压升降序和步骤c切换的调制模式，分配驱动信号和各个二极管钳位子模块的对应关系，驱动mmc中各个子模块开关管的导通与关断，完成mmc调制，mmc输出波形。
[0074]
在本发明的混合调制下，mmc上桥臂输出电压u
pj
和下桥臂输出电压u
nj
的表达式为：
[0075][0076]
其中，u
pj1
表示最近电平逼近调制模式中上桥臂的输出电压，u
nj1
表示最近电平逼近调制模式中下桥臂的输出电压，u
pj2
表示载波移相调制模式中上桥臂的输出电压，u
nj2
表示载波移相调制模式中下桥臂的输出电压。
[0077]
本发明方法利用dcbs子模块替换传统半桥子模块，令子模块具有更高的可靠性。在进行mmc混合调制前，本发明方法先根据桥臂电流确定电容电压升降序，为后续子模块投入排序提供支持，保证子模块投入顺序的准确性，结合对应的子模块电压均衡算法，使得子模块电压均衡达到效果显著。混合调制过程中，本发明方法根据输出电平阶跃点对每个周期内任意一角的投入模式进行切换，在不同阶段采用不同调制模式，让mmc在最近电平逼近调制与载波移相调制方式之间的实时的、灵活的切换，在mmc各桥臂子模块投入数目始终保持不变的前提下，降低输出电压低次谐波含量，减少开关管状态切换的频率，在提高mmc输出波形质量的同时减少系统运行损耗，改善了中低压配电网下mmc的运行性能。
[0078]
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。