适用于原边反馈变换器的过流保护系统的制作方法

1.本发明属于变换器技术领域，特别是一种适用于双钳位零电压开关变换器的过流保护系统。


背景技术：

2.对于隔离式dc/dc变换器，为了实现对副边输出电压的闭环控制，通常在变换器的副边对输出电压进行采样，采样信号经过误差放大器产生系统的控制信号，控制信号经过隔离传递至变换器的原边，进而产生变换器原边的控制信号。对于副边反馈变换器，由于副边控制信号需要隔离传递至变换器的原边，系统的复杂度相对较高，且一定程度限制了变换器功率密度的提升。
3.为了移除控制信号的原副边传递，原边反馈变换器应运而生，其通过对变换器的原边信号进行闭环控制，间接地实现对副边信号的控制。
4.无论是副边反馈还是原边反馈变换器，为了避免变换器在过载或短路工况下损坏，需对变换器提供过流保护功能。
5.对于副边反馈变换器，为了实现过流保护，通常在变换器的副边加入负载电流检测和恒流环控制，利用变换器输出电压欠压保护机制实现过流或短路保护，如图1所示。
6.负载电流检测通常采用电阻采样，而这会增加变换器的损耗，降低系统效率；且负载电流检测和恒流环控制的加入会显著降低变换器的功率密度。此外，变换器副边产生的输出电压欠压保护信号需要隔离传递至变换器的原边进行保护动作，这会进一步降低变换器的功率密度。
7.因此，传统的过流保护方法虽能有效的实现变换器的过流保护，但与原边反馈变换器的初衷相违背。


技术实现要素：

8.本发明的目的在于针对上述现有技术存在的问题，提供一种适用于双钳位零电压开关变换器的过流保护系统，包括慢速和快速两种保护机制。慢速过流保护通过限制双钳位零电压开关变换器中误差放大器输出信号的幅值，进而限制变换器的输出功率。当变换器发生过载或短路工况，通过钳位电容电压欠压保护机制对变换器进行过流保护。所提快速过流保护利用激磁电流采样信号来实现，保护的响应时间相比于慢速过流保护得到了大幅的降低。
9.实现本发明目的的技术解决方案为：一种适用于原边反馈变换器的过流保护系统，所述系统包括慢速过流保护电路和快速过流保护电路；
10.所述慢速过流保护电路包括欠压保护电路和钳位电路，其中，欠压保护电路的输入端为钳位电容电压的采样值vc*，输出信号为慢速过流保护信号socp，钳位电路的输入信号为误差放大器的输出信号v
err
，输出信号为v
err
经过上钳位的信号v
err_lim
；
11.所述快速过流保护电路包括激磁电流采样电路和过压保护电路，其中，激磁电流
采样电路用于对激磁电流进行采样，采样信号v
sen
送入过压保护电路，过压保护电路的输出信号为快速过流保护信号focp。
12.进一步地，所述钳位电路包括第二运算放大器和钳位二极管，第二运算放大器构成一个射极跟随器，其正端输入钳位电压v
clamp
，负端与输出端相连，钳位二极管的阴极连接至第二运算放大器的输出端，阳极通过第一电阻连接至第一运算放大器的输出端，第一运算放大器的正端输入基准电压v
ref0
，负端输入钳位电容电压的采样值vc*，且与其输出端之间跨接第二电容，当第一运算放大器的输出信号v
err
的幅值大于v
clamp
时，v
err_lim
将被钳位至v
clamp
，通过调节v
clamp
的幅值，可以灵活调节v
err
的最大值。
13.进一步地，所述欠压保护电路包括第一比较器，当变换器发生过载时，钳位电容电压采样值vc*降低至基准电平v
ref1
时，第一比较器的输出信号socp置高，触发系统的慢速过流保护。
14.进一步地，所述钳位电路还包括微控制器mcu和数模转换器dac，所述mcu计算所需钳位值，经dac后接至第二运算放大器的正端。
15.进一步地，所述激磁电流采样电路对功率变压器两端电压va和vb进行采样，包括第二电阻至第八电阻、第三电容、第四电容和第三运算放大器；电压va通过第二电阻、第四电阻接入至第三运算放大器正端，该正端通过第七电阻接地，同时通过第六电阻连接偏置电压源v
bias
，第二电阻和第四电阻的公共端通过第三电容接地；电压vb通过第三电阻、第五电阻接入至第三运算放大器负端，该负端同时通过第八电阻连接其输出端，第三电阻和第五电阻的公共端通过第四电容接地。
16.进一步地，激磁电流采样电路的参数配置如下：
[0017][0018]
其中，ts为变换器的工作周期。
[0019]
进一步地，所述过压保护电路包括第二比较器，当激磁电流采样电路输出信号v
sen
的峰值大于基准电压v
ref2
时，第二比较器的输出信号focp置高，触发系统的快速过流保护。
[0020]
本发明与现有技术相比，其显著优点：
[0021]
1)能够在变换器的原边完成过流保护，避免了保护信号的原副边传递；
[0022]
2)具有慢速过流保护和快速过流保护两种过流保护机制，可极大的缩短变换器在发生短路等极端工况下的保护时间，有效降低了变换器损坏的风险。
[0023]
下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
附图说明
[0024]
图1为隔离型dc/dc变换器中过流保护的典型实现框图。
[0025]
图2为双钳位零电压开关变换器的结构图。
[0026]
图3为本实施例所提慢速和快速过流保护系统图。
[0027]
图4为双钳位零电压开关变换器产生第一和第二开关管控制信号的结构框图。
[0028]
图5为双钳位零电压开关变换器中误差放大器的输出随输出功率的变化曲线图。
[0029]
图6为误差放大器的输出被钳位时，钳位电容电压随输出功率的变化曲线图。
[0030]
图7为本实施例提出的慢速过流保护的具体实现电路图。
[0031]
图8为不同输入电压下，误差放大器的输出随输出功率的变化曲线图。
[0032]
图9为误差放大器的输出被钳位时，钳位电容电压随输入电压和输出功率的变化曲线图。
[0033]
图10为具有误差信号调节功能的慢速过流保护的具体实现电路图。
[0034]
图11为本实施例提出的快速过流保护的具体实现电路图。
[0035]
图12为满载启机和短路启机时的波形对比图。
[0036]
图13为本实施例所提慢速和快速过流保护系统具体控制框图。
[0037]
图14为利用钳位电容电压欠压保护机制的短路启机波形图。
[0038]
图15为利用快速过流保护机制的短路启机波形图。
具体实施方式
[0039]
为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
[0040]
需要说明，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
[0041]
双钳位零电压开关变换器是一种典型的原边反馈变换器，如图2所示，因其结构简单，高效率，宽输入输出范围等特点被广泛应用于电源领域。其通过对原边钳位电容cf的电压vc进行闭环控制，可间接地实现对副边输出电压vo的控制。
[0042]
本发明以双钳位零电压开关变换器为例阐述适用于原边反馈变换器的过流保护系统，值得注意的是，该过流保护系统不局限于双钳位零电压开关变换器。
[0043]
图2所示的双钳位零电压开关变换器，包括第一至第五开关管q1～q5，以及一个功率变压器t，功率变压器t原边一端连接于q1和q2之间，另一端连接于q3和q4之间，变压器副边一端连接于输出电压vo的正端，一端连接于第五开关管q5。钳位电容电压vc、输入电压v
in
、变压器t两端电压va和vb经过采样后，送入原边控制器，原边控制器产生开关管q1～q4的控制信号s1～s4。
[0044]
图3给出了本实施例所提的过流保护系统，该过流保护系统具体包括慢速过流保护和快速过流保护两种保护机制。
[0045]
慢速过流保护电路包括欠压保护电路和钳位电路。欠压保护电路的输入端为钳位电容电压的采样值vc*，输出信号为慢速过流保护信号socp，钳位电路的输入信号为误差放大器的输出信号v
err
，输出信号为v
err
经过上钳位的信号v
err_lim
。快速过流保护包括激磁电流采样和过压保护电路。激磁电流采样电路用于对激磁电流进行采样，采样信号v
sen
送入过
压保护电路，过压保护电路的输出信号为快速过流保护信号focp。
[0046]
首先对慢速过流保护进行具体介绍，图4给出了未加慢速过流保护电路时，原边控制器中产生第一开关管q1和第二开关管q2控制信号的电路框图。其中，v
in
为变换器的输入电压，c1为定时器电容，sw1为其放电开关管，vccs1为压控电流源，其中vccs1的电流i1受控于输入电压v
in
，具体为：i1＝k
1vin
。sr为变换器的周期复位信号，由其他控制部分产生，v
err
为误差放大器的输出信号。
[0047]
根据图4所示的控制方式，可以推导出误差放大器的输出v
err
和输出功率po之间的表达式，具体为：
[0048][0049][0050]
其中，式(1)表征的是变换器工作在电流断续模式(discontinuous conduction mode，dcm)，式(2)表征的变换器工作在电流临界连续模式(critical conduction mode，crm)，r
load
表示负载电阻。
[0051]
由式(1)和式(2)可知，变换器输出功率po和误差放大器输出v
err
之间存在正相关的关系，v
err
的值越大，输出功率po越大，如图5所示。
[0052]
为了能够在变换器过载或短路工况下提供保护，可以通过限制v
err
的最大值，以限制变换器的输出功率。此时，若变换器发生过载或者短路，变换器的输出功率不足以提供负载功率，钳位电容电压vc将降低，如图6所示，当钳位电容电压vc降低至欠压点时，触发欠压保护功能，进而对变换器提供保护。
[0053]
图7给出了本实施例提出的慢速过流保护的具体实现方法，钳位电路包括第二运算放大器和钳位二极管dc，第二运算放大器构成一个射极跟随器，其正端输入钳位电压v
clamp
，负端与输出端相连，钳位二极管dc的阴极连接至第二运算放大器的输出端，阳极通过第一电阻r1连接至第一运算放大器(误差放大器)的输出端，第一运算放大器的正端输入基准电压v
ref0
，负端输入钳位电容电压的采样值vc*，且与其输出端之间跨接第二电容c2，当第一运算放大器的输出信号v
err
的幅值大于v
clamp
时，v
err_lim
将被钳位至v
clamp
，通过调节v
clamp
的幅值，可以灵活调节v
err
的最大值。值得注意的是，为了避免两个运放的输出直接短接(近似为两个电压源直接短接)，需在第一运算放大器的输出端和钳位二极管dc的阳极之间串入阻抗r1。
[0054]
欠压保护电路由第一比较器构成。当变换器发生过载时，钳位电容电压采样值vc*降低至基准电平v
ref1
时，第一比较器的输出信号socp置高，触发系统的慢速过流保护。
[0055]
进一步的观察式(2)可知，当误差放大器的输出v
err
相同时，变换器输入电压v
in
越高，此时变换器的输出功率po越大，如图8所示。换言之，当采用固定的v
clamp
钳位误差放大器的输出v
err
时，将造成变换器在不同输入电压v
in
下输出功率的能力不同。
[0056]
图9给出了采用固定的v
clamp
对误差放大器的输出v
err
进行钳位时，钳位电容电压vc随输出功率po的变化曲线。由图可得，在不同输入电压v
in
下，当钳位电容电压vc降低到欠压点时，变换器的输出功率po不同，且变换器输入电压v
in
越高，变换器的输出功率po越大，即过流点越高。
[0057]
为了在不同输入电压v
in
下，能够得到恒定的过流点，需要根据输入电压v
in
调节误差放大器输出v
err
的钳位值。图10给出了一种调节方式，具体为通过微控制器(microcontroller unit，mcu)计算所需钳位值，经数模转换器(digital-to-analog converter，dac)后接至第二运算放大器的正端。
[0058]
为了避免启机时触发慢速过流保护，通常会让欠压保护电路中的基准电压v
ref1
进行软启，而此软启的加入，会极大的降低变换器在短路启机等极端工况下的保护速率，可能会造成变换器中功率器件过应力损坏，为此，本发明进一步引入了快速过流保护电路。
[0059]
图11给出了本实施例所提快速过流保护电路的具体实现方式，其由激磁电流采样电路和过压保护电路构成。激磁电流采样电路对功率变压器两端电压va和vb进行采样，当按照如下参数配置方法时，所提电路能够准确的对激磁电流的现状进行采样，具体为：
[0060][0061]
其中ts为变换器的工作周期，且变换器负载越重，激磁电流采样电路的输出信号v
sen
的峰值越大。过压保护电路由第二比较器构成，当v
sen
的峰值大于基准电压v
ref2
时，第二比较器的输出信号focp置高，触发系统的快速过流保护。
[0062]
为了验证所提方法的有效性，搭建了硬件电路进行验证。图12给出了短路启机和满载启机时v
sen
的幅值对比，由图可得，短路启机时v
sen
的幅值明显大于满载启机时v
sen
的幅值，具有显著的区分度。这是因为：变换器在短路启机时，功率变压器t在周期内无法复位完全，造成激磁电流迅速增加，进而v
sen
的幅值较高。
[0063]
图13给出了本实施例所提过流保护系统的完整电路框图，图14给出了基于慢速过流保护机制的短路启机波形，由图可得，过流保护的响应速率较慢，在变换器工作13ms之后才触发了保护。图15给出了基于快速过流保护机制的短路启机波形，由图可得，变换器仅工作了0.2ms就触发了保护，相比于慢速过流保护机制，其响应的时间大幅缩短。
[0064]
值得注意的是，慢速过流保护和快速过流保护是相辅相成的，只是两者针对的过流场合有所不同，慢速过流保护更多的是针对变换器常规的过载场合，快速过流保护更多的是针对变换器短路等极端工况引发的瞬态过流。
[0065]
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征及优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。