电压变换器的制作方法

1.本发明涉及具备电容性电压变换电路的电压变换器。


背景技术：

2.具备被称为开关电容器电路、电荷泵电路的电容性电压变换电路的电压变换器变得不需要变压器等电感性元件，因此小型化比较容易。因此可以说适合于小型、小功率用途的电源装置。
3.电容性电压变换电路的结构具有各种各样的结构。作为代表性的结构，可列举迪克森(dickson)型、串并联型。除此以外，还存在梯型、斐波那契(fibonacci)型等各种各样的结构。包含多个电容器以及多个开关的电容器网络电路通过被控制为在至少两个连接状态之间来回切换，从而对输入电压进行降压或升压而输出。
4.作为具备电容性电压变换电路的电压变换器，例如公开了专利文献1。在专利文献1记载的电压变换器是赋予了电感器的电荷泵电路，在一般的电荷泵电路与输出电容器之间连接有电感器。
5.专利文献1的dc-dc转换器以由电容性功率变换器的电容、lc电路的电容以及电感决定的谐振频率以上的开关频率进行开关，由此能够减轻损耗，并且能够改善电压变换效率。
6.在先技术文献
7.专利文献
8.专利文献1：日本专利第6521187号公报
9.在不存在专利文献1所示的电感器的通常的电荷泵电路中，通过电阻性的开关对飞电容器(flying capacitor)间的连接状态进行切换，从而电荷移动。此时，形成c—r—c电路，在飞电容器间移动的电流形成大的峰。因此，在飞电容器间移动的总能量中的大约一半会成为损耗。
10.另一方面，在专利文献1记载的电压变换器中，通过赋予电感器，并满足在其中形成的谐振条件，从而与该电荷移动相伴的损耗大幅降低，能够实现高效率变换。
11.在专利文献1记载的电压变换器中，构成为在第1连接状态和第2连接状态下形成同等的谐振频率，使得可得到更加稳定的谐振条件，并通过以超过该谐振频率的开关频率进行动作，从而能够提高电压变换效率。
12.在专利文献1记载的电压变换器中，通过利用开关对飞电容器的连接状态进行切换，从而对电压进行变换，因此在输出电压产生纹波。输出电容器将其平滑化。因此，使输出电容器的电容大于产生纹波电压的飞电容器的电容是重要的。
13.中间电容器使比电感器靠跟前的电压稳定化，因此如果增大中间电容器的电容，就可抑制中间电容器的纹波电压。另一方面，若相对于飞电容器的电容，中间电容器的电容大，则电压变换效率下降。这是因为，通过电感器的插入，可抑制从飞电容器向输出电容器的充电电流纹波。因此，在增大了中间电容器的电容的情况下，在中间电容器流过大的电
流，所以配置电感器会变得没有意义。因此，中间电容器的电容应小于飞电容器的电容。由此，能够在不使电压变换效率下降的情况下适度地产生纹波。


技术实现要素：

14.发明要解决的课题
15.因此，本发明的目的在于，提供一种能够得到低纹波且稳定的输出电压的电压变换器。
16.用于解决课题的技术方案
17.(a)本发明的电压变换器具备：电容性电压变换电路部，对输入电压进行输入，将所述输入电压变换为输出电压进行输出；输出电容器；电感器，串联地连接在所述电容性电压变换电路部与所述输出电容器之间；电压检测部；以及控制部。而且，所述电容性电压变换电路部包含多个开关、至少一个飞电容器以及设置在输出部的中间电容器，所述电压检测部对作为所述中间电容器和所述电感器的连接点的节点的电压进行检测，所述控制部根据所述节点的电压和阈值电压的比较对所述开关进行控制，使得所述开关在至少两个状态之间来回切换。
18.(b)本发明的电压变换器具备：多个电容性电压变换电路部，对输入电压进行输入，并对所述输入电压进行电压变换而输出；公共的输出电容器；电感器，分别串联地连接在所述多个电容性电压变换电路部与所述输出电容器之间；和电压检测部及控制部，按每个所述电容性电压变换电路部设置。而且所述电容性电压变换电路部包含多个开关、至少一个飞电容器以及设置在输出部的中间电容器，多个所述电压检测部分别对作为所述中间电容器和所述电感器的连接点的节点的电压进行检测，按每个所述电容性电压变换电路部设置的所述控制部根据所述电压检测部的检测结果和阈值的比较对按每个所述电容性电压变换电路部设置的所述开关进行控制，使得所述开关在至少两个状态之间来回切换。
19.发明效果
20.根据本发明，能够构成能够得到低纹波且稳定的输出电压的电压变换器。
附图说明
21.图1是第1实施方式涉及的电压变换器1的框图。
22.图2是电压变换器1的电路图的一个例子。
23.图3的(a)是图2所示的电路为第1连接状态φ1时的电路图。图3的(b)是在图3的(a)所示的电路中电源的阻抗高且不是c10＞＞c11的情况下的电路图。图3的(c)是在图3的(a)所示的电路中电源的阻抗充分低的情况下的电路图。
24.图4是将图3的(b)或图3的(c)所示的电路进一步合成的电路图。
25.图5是示出电压变换器1中的谐振频率fh、开关周期t、以及开关电流is的关系的波形图。
26.图6是示出电压变换器中的谐振频率、开关周期、以及开关电流的关系的波形图。
27.图7的(a)、图7的(b)、图7的(c)、图7的(d)、图7的(e)是示出电压变换器1中的第1连接状态φ1的期间和第2连接状态φ2的期间的关系的例子的时序图。
28.图8是电压变换器1中的作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点nx的电压
vx的波形图和比较对象的电压的波形图。
29.图9是第2实施方式涉及的电压变换器2的电路图。
30.图10是第3实施方式涉及的电压变换器3的框图。
31.图11是第4实施方式涉及的电压变换器的框图。
32.图12是第4实施方式涉及的另一个电压变换器的框图。
33.图13是第5实施方式涉及的电压变换器的框图。
34.图14的(a)是示出节点nx的电压vx和阈值电压vth的关系的波形图。图14的(b)是示出像以往的电压变换器那样检测输出电压vout并进行反馈的情况下的、输出电压vout和阈值电压的关系的波形图。
35.图15是从节点的电压vx和阈值电压vth的比较结果反转起阈值电压vth随着时间经过而向与节点的电压vx的变化方向相反的方向变化的电压变换器的波形图。
36.附图标记说明
37.c10、c11、c12：飞电容器；
38.cin：合成电容器；
39.cout：电容器；
40.cout：输出电容器；
41.cx：中间电容器；
42.ih：谐振电流；
43.iin：输入电流；
44.iout：输出电流；
45.is：开关电流；
46.lx：电感器；
47.nx：节点；
48.q11：整流开关元件；
49.q12：换流开关元件；
50.rl：负载；
51.s111、s112、s113、s114、s115、s116、s117：开关元件；
52.s121、s122、s123、s124、s125、s126、s127：开关元件；
53.th：谐振周期；
54.tn：导通周期；
55.vin：输入电压；
56.vout：输出电压；
57.vth：阈值电压；
58.vx：节点的电压；
59.1、1a、1b、1c：电压变换器；
60.2、3：电压变换器；
61.9、10：电容性电压变换电路部；
62.11：第1电容性电压变换电路；
63.12：第2电容性电压变换电路；
64.13：电压检测部；
65.13a：参考电压生成电路；
66.13b：比较电路；
67.17：控制部；
68.20：lc电路；
69.30：电感性降压转换器；
70.31：驱动器；
71.101：输入端子；
72.201：输出端子。
具体实施方式
73.以下，参照图并列举几个具体的例子来示出用于实施本发明的多个方式。在各图中，对同一部位标注同一附图标记。考虑到要点的说明或理解的容易性，为了便于说明，将实施方式分为多个实施方式来示出，但是能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合。在第2实施方式以后，省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。
74.《第1实施方式》
75.图1是第1实施方式涉及的电压变换器1的框图。电压变换器1具备：电容性电压变换电路部10，对输入电压vin进行输入，并将输入电压vin变换为输出电压vout进行输出；输出电容器cout；电感器lx，串联地连接在电容性电压变换电路部10与输出电容器cout之间；中间电容器cx，设置在电容性电压变换电路部10的输出部；电压检测部13；以及控制部17。
76.电压检测部13对作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点nx的电压vx进行检测。由上述电感器lx和输出电容器cout构成lc电路20。输出电容器cout相当于本发明中的“输出电容器”。此外，电感器lx相当于本发明中的“电感器”。
77.电压变换器1将与输入端子101连接的输入电源的输入电压vin降压为输出电压vout并供给到负载rl。输入电流iin输入到电压变换器1，输出电流iout输出到负载rl。
78.图2是电压变换器1的电路图的一个例子。电容性电压变换电路部10具备并联连接的第1电容性电压变换电路11和第2电容性电压变换电路12。第1电容性电压变换电路11和第2电容性电压变换电路12的结构相同。在第1电容性电压变换电路11配置有多个飞电容器c10、c11、c12、中间电容器cx以及多个开关元件s111、s112、s113、s114、s115、s116、s117。在第2电容性电压变换电路12配置有多个飞电容器c10、c11、c12、中间电容器cx以及多个开关元件s121、s122、s123、s124、s125、s126、s127。
79.电容性电压变换电路部10将集成电路、片式部件等器件安装到电路基板等而构成。电感器lx和输出电容器cout例如分别是安装在电路基板的单独的片式部件。飞电容器c10、c11、c12、中间电容器cx以及输出电容器cout例如是安装在电路基板的陶瓷电容器。在该结构中，通过大电容的陶瓷电容器，变得容易抑制安装面积。
80.控制部17对第1电容性电压变换电路11以及第2电容性电压变换电路12进行交错控制。在图2所示的例子中，将开关元件s111、s114、s115、s116、s122、s123、s127为接通状态
且开关元件s112、s113、s117、s121、s124、s125、s126为断开状态时设为第1连接状态φ1。此外，将开关元件s111、s114、s115、s116、s122、s123、s127为断开状态且开关元件s112、s113、s117、s121、s124、s125、s126为接通状态时设为第2连接状态φ2。
81.此外，也可以将开关元件全部设为断开状态，从而设置用于避免由贯通电流等无用电流造成的不希望的功率消耗的第3连接状态，并利用该第3状态作为从第1连接状态向第2连接状态过渡时或者从第2连接状态向第1连接状态过渡时的中间状态。在本实施方式中，为了简化说明，省略第3连接状态而进行说明。
82.图3的(a)是图2所示的电路为第1连接状态φ1时的电路图。
83.图3的(b)是如下情况下的电路图，即，在图3的(a)所示的电路中，电源的阻抗高(具有不能忽略的某个值)，且在分别用c10、c11表示电容器c10、c11的电容时，不是c10＞＞c11。
84.图3的(c)是在图3的(a)所示的电路中电源的阻抗充分低的情况下的电路图。此外，图3的(c)也是电容器c10的电容与电容器c11的电容相比充分大的情况(c10＞＞c11的情况)下的电路图。也就是说，即使电源的阻抗为不能忽略的某个值，如果c10＞＞c11，则电容器c10使电源的阻抗实质上不可见，因此该状态可等效地用图3的(c)所示的电路来表示。
85.另外，在图3的(b)、图3的(c)中，设各开关元件的导通电阻ron为小至能够忽略的值。
86.图4是将图3的(b)或图3的(c)所示的电路进一步合成的电路图。像在该图4表示的那样，由图1所示的电容性电压变换电路部10和lc电路20构成lc谐振电路，该lc谐振电路在电感器lx的输入端配置有合成电容器cin，并在电感器lx的输出端配置有主要基于电容器cout的电容器cout。在该lc谐振电路流过谐振电流ih。
87.在电源的阻抗高且电容器c10的电容小(不是c10＞＞c11)的情况下，即，在可等效地通过图3的(b)来表示的情况下，合成电容器cin的电容cin可通过以下数学式1来表示。
88.[数学式1]
[0089][0090]
此外，在是电源的阻抗充分低的理想的电源的情况下，或者在即使电源的阻抗为不能忽略的某个值但是c10＞＞c11的情况下，即，在等效电路可通过图3的(c)来表示的情况下，合成电容器cin的电容cin可通过以下数学式2来表示。
[0091]
[数学式2]
[0092][0093]
此外，图4所示的谐振电路的谐振频率fh可通过以下数学式3求出。
[0094]
[数学式3]
[0095][0096]
另外，考虑到理解的容易性，用独立的电路表示了第1电容性电压变换电路11和第2电容性电压变换电路12，但是并联连接的电容器(双重连接的电容器)能够由单个电容器构成。例如，电容器c10、c10、电容器cx、cx能够分别进行单一化。此外，关于开关也同样地，处于双重关系的开关能够进行共用化。由此，能够削减部件件数。
[0097]
图5是示出电压变换器1中的谐振频率fh、开关周期t、以及开关电流is的关系的波形图。在此，将第1连接状态φ1的期间t1和第2连接状态φ2的期间t2的合计值作为开关周期t。
[0098]
开关频率fs是开关周期t的倒数。在不考虑使全部的开关断开的空白时间等的情况下，成为t＝t1+t2，fs＝1/t成立。为了简化说明，在该条件下进行说明。图5中的开关电流is模拟了在开关元件s111流过的电流波形。在此，将朝向输出的方向设为正。
[0099]
在从电容性电压变换电路部10向电容性或电阻性的负载rl进行电力传输的情况下，谐振频率fh与开关频率fs相比变得非常高(fh＞＞fs)，如图5所示，产生非常大的峰电流，因此损耗变大。另一方面，若在输出端子201侧连接电感器lx，则出现电感性的性质，谐振频率fh变成略高于开关频率fs的状态(fh＞fs)，如图5所示，开关电流is产生振荡到负极性的期间。此外，若增大电感器lx的电感，则谐振频率fh变得低于开关频率fs(fh＜fs)，如图5所示，开关电流is不产生负电流期间，以非常小的值推移。
[0100]
电容性电压变换电路部10的输出电流是流过各开关的合计电流，根据该合计电流的平均值来求出。关于图5中的3个条件，在电压变换器1的总输出电流为iout时，示出开关元件s111的电流的各波形的平均电流值大约成为iout的6分之1。因此，在图5中的电流波形振荡为负的情况下，也就是说，在流过了反方向电流的情况下，在第1连接状态φ1的期间t1内，需要补充同等的正方向电流。因此，流过开关的电流的绝对值增加，开关的热损耗也增加，其结果是，效率会下降。
[0101]
根据本实施方式的电路结构，能够通过对流过电感器的电流进行观测来有效地确认由lc谐振现象造成的电流。将其波形的例子示于图6。在图6中，各波形的平均电流值等于电压变换器的输出电流。另一方面，根据谐振频率fh和开关频率fs的关系，与图5同样地，各波形分别具有不同的形状、波高值。
[0102]
关于作为谐振频率fh的倒数的谐振周期th，特别是在第1连接状态φ1的期间t1大于作为谐振频率fh的倒数的谐振周期th的一半(th/2)的成为t1＞th/2的条件下，存在电流向反方向流过的区间。在本结构中，作为电力传输而具备两个连接状态，因此第1连接状态φ1的期间t1需要满足小于作为谐振频率fh的倒数的谐振周期th的一半(th/2)的成为t1＜th/2的条件。此外，第2连接状态φ2的期间t2需要满足小于作为谐振频率fh的倒数的谐振周期th的一半(th/2)的成为t2＜th/2的条件。另外，在死区时间等非连接状态下，则并不限于此。
[0103]
如上所述，在谐振频率fh比开关频率fs高的情况下，由于反方向电流以及正方向电流，通过开关元件的电流量增加，损耗增大。开关元件的热损耗pls是对开关的导通电阻
ron乘以流过开关元件的电流is的2次方的值进行了时间积分而得到的。也就是说，并不是单纯地通过滤波器等减轻电流的峰即可。因为设置了电感器，或者由于寄生电感，还有可能产生损耗增大的情形。通过基于本实施方式涉及的谐振频率fh的估算对开关元件的导通时间适当地进行控制，从而能够提高电压变换效率。
[0104]
因此，在本实施方式中，控制部17成为如下的结构，即，以由电容性电压变换电路部10的电容、lc电路20的电容以及电感决定的谐振频率fh以上的开关频率fs进行开关。换言之，以导通周期tn成为谐振周期th的一半的th/2以下的开关周期进行开关。在此，n是示出电容性电压变换电路的连接状态的整数，在该例子中，tn是t1或t2。
[0105]
在开关频率fs比谐振频率fh低的情况下，伴随着流过反方向电流，将流过与其同等的正方向电流，电压变换效率下降。在开关频率fs为谐振频率fh以上的情况下，不流过反方向电流，可改善电压变换效率。如果这些也同样地替换为时间轴，则可以说只要开关周期t比谐振周期th的一半短，就可最大限度地改善效率。
[0106]
图7的(a)、图7的(b)、图7的(c)、图7的(d)、图7的(e)是示出电压变换器1中的第1连接状态φ1的期间和第2连接状态φ2的期间的关系的例子的时序图。图7的(a)是如下的例子，即，第1连接状态φ1的期间和第2连接状态φ2的期间相等，且开关周期t为第1连接状态φ1的期间t1和第2连接状态φ2的期间t2的合计值。也就是说，开关的占空比为0.5。在该情况下，开关频率fs比谐振频率fh高。另一方面，如图7的(b)、图7的(c)、图7的(d)所示，还能够插入死区时间等空白时间，从而使导通占空比为少于50％的值。在该情况下，如前所述，开关周期t比谐振周期th的一半短。
[0107]
通过根据电压变换器的负载条件使开关频率变动而使效率改善的办法在电感性开关调节器中被广泛使用。在本实施方式中，例如在负载小的状态下，通过降低开关频率，从而也能够使开关驱动涉及的损耗降低，能够使效率提高。即使在这样的情况下，将开关周期和谐振周期保持为上述的关系也是重要的。
[0108]
作为上述以外的方法，有如下方法，即，像图7的(e)那样，使第1连接状态φ1的期间和第2连接状态φ2的期间分别变长，由此将开关的占空比保持为0.5不变而使开关周期变长。该控制方法能够在能够维持开关频率fs和谐振频率fh的关系的范围内执行。
[0109]
图8中的电压vx的波形是电压变换器1中的作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点nx的电压vx的波形。在图8中，电压vout1的波形是在图1所示的电压变换器1中没有电感器lx的情况下的输出电压vout的波形。此外，在图8中，电压vout2的波形是在图1所示的电压变换器1中存在电感器lx以及输出电容器cout的情况下的输出电压vout的波形。
[0110]
在不具有电感器lx的情况下，输出电压vout(电压vout1的波形)的电压纹波小。因此，若将输出电压vout用作反馈信息，并通过与阈值进行比较而进行开关，则不能进行稳定的反馈动作。
[0111]
在电压检测部13对被输出电容器cout平滑后的输出电压vout进行检测的情况下，如电压vout2的波形所示，电压的纹波小。因此，若将输出电压vout用作反馈信息，并通过与阈值进行比较而进行开关，则不能进行稳定的反馈动作。特别是，在输出电流小的区域中，电压的纹波更小，因此反馈动作变得更不稳定。
[0112]
相对于此，在本实施方式中，作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点nx的电压vx的电压纹波非常大。因此，若将作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点nx的
电压vx用作反馈信息，并通过与阈值进行比较而进行开关，则能够进行非常稳定的反馈动作。
[0113]
另外，电压vx的振幅的大小与负载电流成比例。关于反馈控制，在节点nx的电压vx下降了规定值(例如，100mv)的情况下，施加反馈控制，从而将作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点nx的电压vx拉升。越是负载电流大时，则越快地引导电流，因此电流的下降变快，输出电压vout的拉升速度变快。也就是说，开关频率变高。相反，在负载电流小时，开关频率下降。
[0114]
图1所示的控制部17以根据包含开关频率的最高频率和最低频率的条件而设定的频率对所述开关进行开关。而且，最低频率被设定为比由至少一个飞电容器、中间电容器cx、电感器lx、以及输出电容器cout决定的谐振频率低的频率。这是因为，在输出电流小于某个阈值的情况下，与由反方向流过电路的电流产生的损耗相比，在驱动开关元件时产生的损耗的比例变大。也就是说，是因为，在该条件下，在以比谐振频率低的频率使开关驱动的情况下，效率变得更好。此外，最低频率被设定为比可听频率高的频率。由此，能够抑制由于以可听频率进行开关而造成的可听音噪声的产生。
[0115]
此外，图1所示的控制部17以根据包含开关频率的最高频率和最低频率的条件而设定的频率对所述开关进行开关。而且，最高频率设定为比由至少一个飞电容器、中间电容器cx、电感器lx、以及输出电容器cout决定的谐振频率高的频率。这是因为，在输出电流为某个阈值以上的情况下，由反方向流过电路的电流产生的损耗变得比在驱动开关元件时产生的损耗的比例大。也就是说，是因为，在该条件下，在以比谐振频率高的频率使开关驱动的情况下，效率变得更好。此外，最高频率设定为比能够进行开关的驱动的频率的上限值低的频率。由此，变得能够在能够进行开关的驱动的频带内进行开关。
[0116]
《第2实施方式》
[0117]
在第2实施方式中，对部分地共用了飞电容器以及开关的结构的电压变换器进行例示。
[0118]
图9是第2实施方式涉及的电压变换器2的电路图。该电压变换器2由如下的电路构成，即，未将整体设为双重结构，而是部分地设为双重结构，并进行交错动作。如果与图2对比，则可明确，飞电容器c10被第1电容性电压变换电路11和第2电容性电压变换电路12所共用。中间电容器cx也被第1电容性电压变换电路11和第2电容性电压变换电路12所共用。开关元件s112、s114、s115、s117生成正负的脉冲，因此通过重新设置这些开关元件的连接顺序，从而能够进行共有。
[0119]
《第3实施方式》
[0120]
在第3实施方式中，对具备电感性转换器的电压变换器进行例示。
[0121]
图10是第3实施方式涉及的电压变换器3的框图。在本实施方式中，电感性降压转换器30连接在电容性电压变换电路部10的后级。lc电路20由电感性降压转换器30所包含的电感器lx以及输出电容器cout构成。
[0122]
电感性降压转换器30具有整流开关元件q11、换流开关元件q12、电感器lx、电容器cout、以及驱动器31。整流开关元件q11是p型mos-fet。换流开关元件q12是n型mos-fet。驱动器31对整流开关元件q11和换流开关元件q12交替地进行开关。另外，也可以将该降压转换器30设置多个电路，并将它们并联地连接而进行交错动作。
[0123]
《第4实施方式》
[0124]
在第4实施方式中，对具备多个电容性电压变换电路部的电压变换器和具备多个电容性电压变换电路部的主要部分的电压变换器进行例示。
[0125]
图11是第4实施方式涉及的电压变换器的框图。该电压变换器具备3个电压变换器1a、1b、1c。电压变换器1a、1b、1c各自具备电容性电压变换电路部10、电压检测部13、控制部17、电感器lx以及输出电容器cout。
[0126]
3个电容性电压变换电路部10的输入被并联地连接，输入电压vin的输入端子101是公共的。此外，输出电容器cout被并联地连接，输出电压vout的输出端子201是公共的。
[0127]
像这样，即使在将多个电压变换器1a、1b、1c并联连接的情况下，电压变换器1a的电压检测部13也对电压变换器1a的电容性电压变换电路部10的输出部的中间电容器cx的电压进行检测。同样地，电压变换器1b的电压检测部13对电压变换器1b的电容性电压变换电路部10的输出部的中间电容器cx的电压进行检测，电压变换器1c的电压检测部13对电压变换器1c的电容性电压变换电路部10的输出部的中间电容器cx的电压进行检测。
[0128]
在此，若假设各电压变换器为根据输出电压vout和阈值的比较结果对开关的状态进行切换的结构，且上述阈值按每个电压变换器存在误差，则仅有与输出电压vout进行比较的阈值电压高的电压变换器会进行动作。也就是说，在以往的结构中，因为对纹波小的公共的输出电压vout进行检测，所以阈值电压高的电压变换器的负载率会变高，多个电压变换器的平衡会被破坏。尽管在比较机构不存在偏移的情况下以同一频率进行开关动作，但是在将单独地设置的电压变换器并联地排列的情况下，这并不现实。进而，在电容性电压变换电路的各电容器的电容产生偏差的情况下，电荷传输能力会产生偏差，因此电压变换器间的输出电流会产生偏差。
[0129]
另一方面，根据本实施方式，不是检测公共的输出电压vout，而是检测各电压变器的作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点的电压vx并进行反馈(对该电容性电压变换电路部10的开关进行开关控制)，因此进行并行动作的各个转换器平衡良好地进行动作。也就是说，本实施方式的各电压变换器1a、1b、1c被电感器lx分离，电压vx以由放电速率决定的速度下降，其中，放电速率由电压变换器1a、1b、1c各自的飞电容器、中间电容器cx、以及开关的电阻分量等决定。因此，根据与并联连接的电压变换器1a、1b、1c各自的特性相应的纹波电压，各自能够以与针对自身的负载相应的最佳的动作频率进行动作。其结果是，即使在并行动作中存在各电压变换器的各电容器的电容偏差、电压变换能力差异，也能够在各个动作频率下取得损耗和热的平衡。
[0130]
图12是本实施方式的另一个电压变换器的框图。该电压变换器具备：3个电容性电压变换电路部10，对输入电压vin进行输入，并对输入电压vin进行电压变换而输出；单个(公共的)输出电容器cout；电感器lx，分别串联地连接在3个电容性电压变换电路部10与输出电容器cout之间；和电压检测部13及控制部17，按每个电容性电压变换电路部10设置。
[0131]
电容性电压变换电路部10包含多个开关、至少一个飞电容器、以及设置在输出部的中间电容器cx。电压检测部13分别检测作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点的电压。
[0132]
按每个电容性电压变换电路部10设置的控制部17根据电压检测部13的检测结果和阈值的比较，对按每个电容性电压变换电路部10设置的开关进行控制，使得开关在至少
两个状态之间来回切换。
[0133]
在图12所示的结构的电压变换器的情况下，也不是检测公共的输出电压vout，而是检测各电压变器的作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点的电压vx并进行反馈(对该电容性电压变换电路部10的开关进行开关控制)，因此达到与图11所示的电压变换器同样的作用效果。也就是说，即使在并行动作中存在各电压变换器的各电容器的电容偏差、电压变换能力差异，也能够在各个动作频率下取得损耗和热的平衡。
[0134]
虽然在图11以及图12所示的电压变换器中对具备3个电容性电压变换电路部10的电压变换器进行了例示，但是电容性电压变换电路部10的数量并不限于此。此外，在具备偶数个电容性电压变换电路部10的情况下，只要是以下所示的结构，就达到特有的效果。也就是说，将偶数个电容性电压变换电路部10并联地连接，将输入电压的输入端子101设为公共，将输出电压的输出端子201设为公共，电容性电压变换电路部10设为根据多个开关的连接状态而至少具有第1连接状态和第2连接状态，将第1连接状态下的由电容性电压变换电路部10的中间电容器、输出电容器以及电感器决定的第1谐振频率、和第2连接状态下的由电容性电压变换电路部的中间电容器、输出电容器以及电感器决定的第2谐振频率设为相等。由此，能够抑制由于输出电流偏向一方的电容性电压变换电路而造成的发热、随时间劣化的偏差。
[0135]
《第5实施方式》
[0136]
在第5实施方式中，对根据由如下的函数决定的阈值和电压v
x
的比较来进行电容性电压变换电路的控制的电压变换器进行例示，其中，该函数将作为中间电容器cx和电感器lx的连接点的节点的电压vx和输入电压vin作为变量。
[0137]
图13是第5实施方式涉及的电压变换器的框图。该电压变换器具备：电容性电压变换电路部9，对输入电压vin进行输入，并将输入电压vin变换为输出电压vout进行输出；中间电容器cx；输出电容器cout；电感器lx，串联地连接在电容性电压变换电路部9与输出电容器cout之间；电压检测部13；以及控制部17。
[0138]
电压检测部13具备参考电压生成电路13a和比较电路13b。参考电压生成电路13a根据电容性电压变换电路部9的已知的降压比或升压比1/divn、根据输入电压计算的理想输出电压、作为相对于理想的偏离极限的vtd、以及控制为阈值随时间变小的斜坡电压vs(t)，输出阈值电压vth(t)。此外，参考电压生成电路13a输出对节点nx的电压vx实施了给定的处理之后的电压vxp。或者，将节点nx的电压vx直接作为电压vxp进行输出。
[0139]
比较电路13b对阈值电压vth和上述电压vxp的高低关系进行比较。控制部17基于比较电路13b的输出使电容性电压变换电路部9的开关进行开关。
[0140]
图14的(a)是示出节点nx的电压vx和阈值电压vth的关系的波形图。图14的(b)是示出像以往的电压变换器那样检测输出电压vout并进行反馈的情况下的、输出电压vout和阈值电压vth的关系的波形图。
[0141]
在此，若用1/divn来表示基于电容性电压变换电路部9的输出电压vout相对于输入电压vin之比，并用vr来表示基于输出电流的输出电压的下降电压的最大值，则阈值电压vth能够通过vth＝vin/divn-vr来决定。在图14的(a)、图14的(b)所示的例子中，1/divn＝1/3。此外，在图14的(a)、图14的(b)中，av(vout)是输出电压vout的平均值。
[0142]
像在图14的(b)表示的那样，在像以往的电压变换器那样检测输出电压vout并进
行反馈的情况下，输出电压的纹波变大，进而还发生输出电压vout的平均电压的下降。
[0143]
相对于此，在本实施方式中，如图14的(a)所示，通过检测节点nx的电压vx，从而能够在确保充分的噪声容限的同时抑制输出电压vout的下降。
[0144]
在图13中，参考电压生成电路13a根据输入电压vin、电容性电压变换电路部9的已知的降压比或升压比1/divn、偏离极限vtd以及斜坡电压vs(t)来输出阈值电压vth(t)。该阈值电压vth(t)例如能够通过以下数学式4表示。
[0145]
[数学式4]
[0146]
vth(t)＝vin/divn-vtd+vs(t)
[0147]
由此，能够得到如图15所示的波形。图15是从节点的电压vx和阈值电压vth的比较结果反转起阈值电压vth随着时间经过而向与节点的电压vx的变化方向相反的方向变化的电压变换器的波形图。
[0148]
电压检测部对节点的电压vx进行检测，并决定阈值电压vth，使得如图15所示，从节点的电压vx和阈值电压vth的比较结果反转起，阈值电压vth随着时间经过而向与节点的电压vx的变化方向(斜坡)相反的方向变化(斜坡)。
[0149]
根据该结构，节点的电压vx和阈值电压vth的交叉角变大，因此对噪声的耐性提高。
[0150]
斜坡电压vs(t)＝0的状态对应于前面示出的实施方式。vout的理想电压(无负载时)成为vth＝vin/divn的关系。前述的规定值100mv相当于[数学式4]中的vtd，vtd＝100mv。此外，在前述的例子中，vs(t)为0，因此vth(t)＝vin/divn-100mv。
[0151]
斜坡vs(t)可有可无，图15是vs(t)≠0的例子。
[0152]
上述是一个例子。电压检测部13也可以通过对输入电压vin以及反馈电压vx双方施加增益并进行比较而生成检测信号，还可以为了加速检测而构成为不是对阈值电压vth施加斜坡而是对反馈电压vx侧施加斜坡。
[0153]
《其它实施方式》
[0154]
在各实施方式中，对将两个迪克森型电路并联连接并进行交错驱动的例子进行了说明，但是也能够使用单个串并联电荷泵电路。此外，除了单相、双相以外，还能够构成多相(multiphase)的电容性电压变换电路。
[0155]
在以上的各实施方式中所示的电压变换器中，为了说明的简便，对构成lc电路20的电感器以及电容器各配置有一个的例子进行了说明，但是也可以使用多个电感器以及多个电容器。此外，虽然对包含安装了片式部件的电路基板的电容性电压变换电路部10的例子进行了说明，但是也可以将构成电容性电压变换电路部10的电容器的一部分或全部内置于多层基板。
[0156]
最后，本发明并不限于上述的各实施方式。能够由本领域技术人员适当地进行变形以及变更。本发明的范围不是由上述的实施方式示出，而是由权利要求书示出。进而，本发明的范围包含与权利要求书等同的范围内的从实施方式的变形以及变更。