一种低功耗混合式双输出DC-DC变换器

一种低功耗混合式双输出dc
‑
dc变换器
技术领域
1.本实用新型属于电力电子技术领域，涉及一种低功耗混合式双输出dc
‑
dc变换器。


背景技术：

2.在过去的二十年里，半导体技术的空前发展使得便携式解决方案在消费电子和无线电子市场上大量涌现，器件尺寸不断缩小到几百纳米以下，使得各种子系统能够集成在单个芯片上，从而形成紧凑的片上系统。然而，这种在单个硅片上紧密封装的混合信号集成带来了一些设计要求和相关挑战，其中一个挑战是对多个片上电源域的需求。
3.目前，这些便携式设备主要由可充电电池供电，充满电的电池的输出电压随时间缓慢下降，这就对便携式电池供电系统的dc
‑
dc转换器提出了特殊要求，例如，需要针对大范围变化的输入电压有良好调节特性。一般典型的镍氢电池电压从1.5v到1.0v不等，典型的锂离子电池的最大电压为4.1v，最小电压为3.0v。类似地，钛酸锂或lto电池的电压变化，通常为2.7v至1.5v。因此，转换器必须能够针对变化很大的输入电源电压调节其输出电压。另一方面，在混合模式和混合电压soc中，多个片内电源电压至关重要，转换器的功率效率也应尽可能高，以支持系统的延长运行时间。另一个重要的设计考虑是转换器的几何形状，它主要由无源元件的尺寸决定。对于紧凑的设计解决方案，最好集成无源元件，以便可以在同一芯片内实现完整的转换器单元及其应用电路。
4.但是，目前的片内dc
‑
dc转换器仅能够从相对稳定的输入电压中提供一个电源电压，无法有效满足从变化很大的输入电压提供多个电源电压的需求，而这个需要对于低功耗、电池供电的便携式设备来说又至关重要。


技术实现要素：

5.本实用新型的目的在于克服上述现有技术中现有dc
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dc转换器仅能够从相对稳定的输入电压中提供一个电源电压，无法有效满足从变化很大的输入电压提供多个电源电压的需求的缺点，提供一种低功耗混合式双输出dc
‑
dc变换器。
6.为达到上述目的，本实用新型采用以下技术方案予以实现：
7.一种低功耗混合式双输出dc
‑
dc变换器，包括电压源、第一电感、升压变换器、降压变换器以及第一电容，升压变换器包括第一mos管、第二mos管、第二电感、第三电感以及pwm控制器，降压变换器包括pfm控制器以及若干开关电容转换器；第一电感的第一端连接电压源的正极，第二端连接第一mos管的漏极和第二mos管的漏极；第二电感和第三电感的第一端均连接电压源的负极，且第三电感的第一端接地，第二电感的第二端连接第一mos管的源极并接地，第三电感的第二端与pwm控制器和第一负载的第二端均连接，第一负载的第二端接地；第二mos管的源极与pwm控制器和第一负载的第一端均连接；第一mos管的栅极和第二mos管的栅极均与pwm控制器连接；开关电容转换器包括第三mos管、第四mos管、第五mos管、第六mos管以及第二电容；第三mos管的源极与第一负载的第一端连接，栅极与第四mos管的栅极连接后与pfm控制器连接，漏极与第二电容的第一端和第五mos管的漏极均连接；第二
电容的第二端与第四mos管的漏极和第六mos管的漏极均连接；第五mos管的栅极与第一负载的第一端连接，第五mos管的源极与第六mos管的源极连接后与pfm控制器、第一电容的第一端和第二负载的第一端均连接，第一负载的第二端依次连接第四mos管的源极、第六mos管的栅极、第一电容的第二端和第二负载的第二端，第一电容的第二端接地；所有第三mos管的源极相互连接，所有第五mos管的源极相互连接。
8.本实用新型进一步的改进在于：
9.所述升压变换器还包括第三电容、第四电容以及第四电感；
10.第三电容的第一端连接第二mos管的源极，第二端连接第二电感的第二端；第四电感的第一端与第二mos管的源极和第三电容的第一端均连接，第四电感的第二端连接第一负载的第一端，第四电容的第一端连接第四电感远离第二mos管的一端，第二端连接第一负载的第二端。
11.所述第四电感为键合线电感。
12.所述第三电容和第四电容均为金属氧化物半导体电容。
13.所述开关电容转换器的数量为十一个。
14.所述第一mos管和第二mos管均选用tk7s10n1z型mos管，第三mos管、第四mos管、第五mos管以及第六mos管均选用ssm3k336r型mos管。
15.所述第一mos管和第二mos管的开关频率均为250khz。
16.第三mos管、第四mos管、第五mos管及第六mos管的开关频率均为10mhz。
17.与现有技术相比，本实用新型具有以下有益效果：
18.本实用新型低功耗混合式双输出dc
‑
dc变换器，通过将升压变换器以及降压变换器进行混合，很好地融合它们各自的优点，克服各自的缺点，进而实现从一个变化很大的单输入电源中提供两个稳压输出电压。在这种结构中，降压变换器的输入由升压变换器调节，因此不受一次输入馈线变化的影响，降压变换器总是在固定的输入电压下工作，这有助于优化设计，提高功率。同时，设置第一电感、第二电感以及第三电感，基于电感的变换器提供了功率效率调节，以对抗广泛变化的线路电压和负载电流。通过将该升压级和降压级串联，为降压变换器提供了一个稳定的输入电压，并且降压变换器选用有开关电容转换器架构的集成拓扑单元，有助于减小整个变换器的体积，提高了整个器件的优良性。同时，该设计方案紧凑，可以在同一个模具内实现完整的dc
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dc变换器单元及其应用电路。
19.进一步的，由第三电容、第四电容以及第四电感组成π滤波器，使用一个π滤波器将开关纹波调制到可接受的值，该滤波器还有助于将内部地与连接到升压转换器功率级的高噪声电源地隔离。
20.进一步的，第四电感为键合线电感，使用六条焊线串联实现，焊线的之字形排列和通过相邻焊线的交替电流方向会产生磁耦合效应，有效地增加了整体电感。
附图说明
21.图1为本实用新型的低功耗混合式双输出dc
‑
dc变换器拓扑图。
具体实施方式
22.为了使本技术领域的人员更好地理解本实用新型方案，下面将结合本实用新型实
施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本实用新型保护的范围。
23.需要说明的是，本实用新型的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本实用新型的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
24.下面结合附图对本实用新型做进一步详细描述：
25.参见图1，本实用新型一种低功耗混合式双输出dc
‑
dc变换器，包括电压源v1、第一电感l1、升压变换器、降压变换器以及第一电容c1，升压变换器包括第一mos管m1、第二mos管m2、第二电感l2、第三电感l3以及pwm控制器，降压变换器包括pfm控制器以及若干开关电容转换器。
26.第一电感l1的第一端连接电压源v1的正极，第二端连接第一mos管m1的漏极和第二mos管m2的漏极；第二电感l2和第三电感l3的第一端均连接电压源v1的负极，且第三电感l3的第一端接地，第二电感l2的第二端连接第一mos管m1的源极并接地，第三电感l3的第二端与pwm控制器和第一负载的第二端均连接，第一负载的第二端接地；第二mos管m2的源极与pwm控制器和第一负载的第一端均连接；第一mos管m1的栅极和第二mos管m2的栅极均与pwm控制器连接。
27.降压变换器包括一个使用时间交错、串并联拓扑单元的开关电容转换器架构，具体的，开关电容转换器包括第三mos管m3、第四mos管m4、第五mos管m5、第六mos管m6以及第二电容；第三mos管m3的源极与第一负载的第一端连接，栅极与第四mos管m4的栅极连接后与pfm控制器连接，漏极与第二电容的第一端和第五mos管m5的漏极均连接；第二电容的第二端与第四mos管m4的漏极和第六mos管m6的漏极均连接；第五mos管m5的栅极与第一负载的第一端连接，第五mos管m5的源极与第六mos管m6的源极连接后与pfm控制器、第一电容c1的第一端和第二负载的第一端均连接，第一负载的第二端依次连接第四mos管m4的源极、第六mos管m6的栅极、第一电容c1的第二端和第二负载的第二端，第一电容c1的第二端接地；所有第三mos管m3的源极相互连接，所有第五mos管m5的源极相互连接。
28.电压源v1经第一电感l1后输入到升压变换器中，然后输出v
o1
和i
o1
，输出v
o1
经一个使用时间交错、串并联拓扑单元的开关电容转换器架构形成的降压变换器中，并输出v
o2
和i
o2
，即得到想要的输出电压。
29.优选的，本实用新型另一实施例中，选用十一个开关电容转换器，十一个开关电容转换器的切换模式由非重叠旋转时间切换方案控制，降压阶段选用十一个开关电容转换器组成的可切换的架构，有助于实现更小的器件规格。
30.优选的，本实用新型另一实施例中，升压变换器还包括第三电容c3、第四电容c4以及第四电感l4，第三电容c3、第四电容c4及第四电感l4组成π滤波器，转使用一个π滤波器将
开关纹波调制到可接受的值，该滤波器还有助于将内部地与连接到升压转换器功率级的高噪声电源地隔离。
31.优选的，本实用新型另一实施例中，第四电感l4为键合线电感，使用六条焊线串联实现，焊线的之字形排列和通过相邻焊线的交替电流方向会产生磁耦合效应，有效地增加了整体电感。
32.优选的，本实用新型另一实施例中，第三电容c3和第四电容c4均为金属氧化物半导体电容，使用高密度金属氧化物半导体电容在芯片上实现，以0.18微米的互补金属氧化物半导体工艺实现，所占面积为0.82mm2，在所有负载条件下，输入电压范围为1.2v至2.7v，并以大于52％(最大77％)的效率提供1.45v和3.2v的输出电压。
33.综上，本实用新型低功耗混合式双输出dc
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dc变换器，由于时间交错开关模式，开关电容在其供电轨中引起的开关噪声显著降低，这使得开关电容成为升压级的等效静态负载。在混合模式和混合电压的soc中，多个片上电源电压是必不可少的，该变换器有能力在输入电源电压变化很大的情况下调节其输出电压，变流器的功率效率也高，可以支持系统的延长运行时间；设计方案紧凑，可以在同一个模具内实现完整的转换器单元及其应用电路。完全集成基于开关电容的变换器与负载电路在同一模具上的可行性，使用片上mos电容器表现出非常好的质量因数和电容密度。它使设计人员避免了外部电感，消除了封装寄生造成的不利影响，特别是大电流峰值产生的接地反弹。此外，在该芯片上更容易实现基于开关电容拓扑的时间交错版本，基于开关电容的转换器，在片上集成方面领先，基于电感的变换器提供了功率效率调节，以对抗广泛变化的线路电压和负载电流。因此，对这两类转换器混合后，可以很好地融合它们各自的优点，克服各自的缺点，可以从一个变化很大的单输入电源中提供两个稳压输出电压，在这种结构中，降压变换器的输入由升压级调节，因此不受一次输入馈线变化的影响，因此，降压阶段总是在固定的输入电压下工作，这有助于优化设计，提高功率。
34.下面以一实例说明本实用新型的低功耗混合式双输出dc
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dc变换器：
35.本实施例中，电压源v1为1.5～2.7v，输出v
o1
为3.3v，输出v
o1
为1.5v，π滤波器频率为120mhz，第一电感l1为78nh，第二电感l2为1nh，第三电感l3为5nh，第四电感l4为20nh，第一电容c1＝0.1nf，第二电容c2＝0.66nf，第三电容c3＝第四电容c4＝0.54nf，第一负载＝35kω，第二负载＝20kω，第一mos管m1和第二mos管m2均选用tk7s10n1z型mos管，第三mos管m3、第四mos管m4、第五mos管m5以及第六mos管m6均选用ssm3k336r型mos管，第一mos管m1和第二mos管m2的开关频率均为250khz，第三mos管m3、第四mos管m4、第五mos管m5以及第六mos管m6的开关频率均为10mhz。电压源v1经升压变换器将输入电压输出，输出v
o1
稳定在3.3v，输出v
o1
经降压变换器输出1.45～3.2v的输出电压。
36.可见，将该升压变换器和降压变换器串联，为降压变换器提供了一个稳定的输入电压，并且降压变换器选用有特殊架构的集成拓扑单元，有助于减小整个降压变换器的体积，提高了整个器件的优良性。
37.以上内容仅为说明本实用新型的技术思想，不能以此限定本实用新型的保护范围，凡是按照本实用新型提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本实用新型权利要求书的保护范围之内。