一种改良Cockcroft-Walton高升压比准Z源逆变器

quasi-z-source inverter,mtscl-qzsi)，但与scl相同，其增加了系统的复杂性。
4.因此，在对光伏系统的优化研究中，如何将前级电压等级比较低、输出不稳定的直流电转换成稳定可靠的能直接实现并网的直流母线电压成为如今研究难题与重点。


技术实现要素：

5.本实用新型的发明目的在于克服现有技术存在的缺点，针对传统逆变器升压能力不足、电流断续等缺点，设计提供一种改良cockcroft-walton高升压比准z源逆变器，应用于dc-ac升压变换场合。
6.为了实现上述目的，本实用新型所述改良cockcroft-walton高升压比准z源逆变器的主体结构包括直流电源、准z源框架、耦合电感mcw单元、开关模块和负载模块，其中准z源框架包括第一电感、第一二极管、第一电容和第二电容；开关模块为传统逆变桥，包括六个功率开关管，开关模块通过接受外部设备提供的开关信号，来进行导通或截止的切换，控制直流电源和耦合电感mcw单元向负载提供或停止提供能量；耦合电感mcw单元包括耦合电感第一绕组、耦合电感第二绕组、第二二极管、第三二极管、第三电容、第四电容，其中耦合电感第一绕组和耦合电感第二绕组互相耦合，它们的匝数比为1:n；负载的两端分别与上桥臂功率开关管的漏极和下桥臂功率开关管的源极相连；第一电感的左端与直流电源的正极相连，右端与第一二极管的阳极及第二电容的负极相连，第二电容的正极与耦合电感mcw单元中耦合电感第二绕组的异名端、第四电容的正极及开关模块中上桥臂功率开关管的漏极相连，第一二极管的阴极与第一电容的正极及耦合电感mcw单元中耦合电感第一绕组的同名端相连，第一电容的负极与直流电源的负极及开关模块中下桥臂功率开关管的源极相连，耦合电感mcw单元中耦合电感第一绕组的异名端与第二二极管的阳极及第三电容的负极相连，第二二极管的阴极与第四电容的负极及第三二极管的阳极相连，第三电容的正极与第三二极管的阴极及耦合电感第二绕组的同名端相连。
7.进一步的，开关模块信号采用单极性的spwm控制方法实现开关模块的导通或截止，能够提高开关模块的工作效率，减小开关损耗。
8.本实用新型所述逆变器有两种工作状态，一是当逆变桥为直通状态时，第二二极管导通，第一二极管和第三二极管截止，耦合电感第一绕组通过第一电容和第四电容中流出的能量充电，第四电容和耦合电感第二绕组中存在的能量通过第二二极管流向第三电容，直流电源和第二电容将能量释放到第一电感上；二是当逆变桥处于非直通状态时，第一二极管、第三二极管导通，第二二极管关断，此时直流电源与第一电感同时给第一电容充电，耦合电感第一绕组、耦合电感第二绕组和第三电容向第二电容充电，耦合电感第二绕组又单独给第四电容充电，直流电源、第一电感、耦合电感第一绕组、耦合电感第二绕组和第三电容共同为负载提供能量。
9.本实用新型与现有的dc-ac升压变换器相比，通过将耦合电感第一绕组、耦合电感第二绕组、第二二极管、第三二极管、第三电容、第四电容组成的耦合电感mcw单元嵌入准z源框架中，耦合电感第一绕组、耦合电感第二绕组相互耦合，且匝数比为1:n，这样就对变换器形成功率开关管的导通占空比和耦合电感匝数比的双自由度调节，避免工作在极限占空比情况的出现，达到对开关管导通和开关损耗的减小，实现在较小占空比的情况下宽范围电压输出的功能，削弱电磁干扰，提升电路工作的可靠性；此电路整体结构设计科学合理，
电学原理可靠，使用安全，环境友好，操作简单，输入端与输出端有共地点，输入电流连续，电压增益高，功率密度高，具有较大的应用潜力。
附图说明
10.图1为本实用新型的主体电路结构与工作原理示意图。
11.图2为本实用新型的功率开关管导通的工作状态示意图。
12.图3为本实用新型的功率开关管关断的工作状态示意图。
具体实施方式：
13.下面结合附图与实施例对本实用新型做进一步说明。
14.实施例1：
15.本实施例所述改良cockcroft-walton高升压比准z源逆变器的主体结构如图1所示，包括直流电源vg、耦合电感mcw单元、准z源框架、开关模块和负载模块。准z源框架包括第一电感l1、第一二极管d1、第一电容c1和第二电容c2；开关模块为传统逆变桥，包括六个功率开关管s1～s6，开关模块通过接受外部设备提供的开关信号，来进行导通或截止的切换，控制直流电源vg和耦合电感mcw单元向负载r
load
提供或停止提供能量；耦合电感mcw单元包括耦合电感第一绕组l
2a
、耦合电感第二绕组l
2b
、第二二极管d2、第三二极管d3、第三电容c3、第四电容c4，其中耦合电感第一绕组l
2a
和耦合电感第二绕组l
2b
互相耦合，它们的匝数比为1:n；第一电感l1的左端与直流电源vg的正极相连，右端与第一二极管d1的阳极及第二电容c2的负极相连，第二电容c2的正极与耦合电感mcw单元中耦合电感第二绕组l
2b
的异名端、第四电容c4的正极及开关模块中上桥臂功率开关管s1、s3、s5的漏极相连，第一二极管d1的阴极与第一电容c1的正极及耦合电感mcw单元中耦合电感第一绕组l
2a
的同名端相连，第一电容c1的负极与直流电源vg的负极及开关模块中下桥臂功率开关管s2、s4、s6的源极相连，耦合电感mcw单元中耦合电感第一绕组l
2a
的异名端与第二二极管d2的阳极及第三电容c3的负极相连，第二二极管d2的阴极与第四电容c4的负极及第三二极管d3的阳极相连，第三电容c3的正极与第三二极管d3的阴极及第二绕组l
2b
的同名端相连；负载r
load
的两端分别与上桥臂功率开关管s1、s3、s5的漏极和下桥臂功率开关管s2、s4、s6的源极相连，功率开关管s1～s6接受外部设备提供的开关信号。
16.本实施例所述第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3均为快恢复二极管，快恢复二极管是一种具有开关特性好、反向恢复时间短特点的半导体二极管，快恢复二极管的内部结构与普通pn结二极管不同，它属于pin结型二极管，即在p型硅材料与n型硅材料中间增加了基区i，构成pin硅片。因基区很薄，反向恢复电荷很小，所以快恢复型二极管应用在本发明中可以实现反向恢复时间短，正向压降低，反向耐压值高的效果。
17.本实施例所述开关模块的开关信号采用spwm控制方法生成，包括双极性和单极性spwm控制方法。与单极性模式相比，双极性spwm模式控制电路和主电路比较简单，但是单极性spwm模式要比双极性spwm模式输出电压中、高次谐波分量小得多。本实施例采用单极性的spwm控制方法实现开关模块的导通或截止，能够提高开关模块的工作效率，减小开关损耗。
18.本实施例在一个工作周期内，一共有两种工作状态：
19.(1)直通状态时的工作状态示意图如图2所示，耦合电感mcw单元中的耦合电感第一绕组l
2a
、耦合电感第二绕组l
2b
串联励磁并储存能量，该模式下第二二极管d2导通，第一二极管d1和第三二极管d3截止，耦合电感第一绕组l
2a
通过第一电容c1和第四电容c4中流出的能量充电，第四电容c4和耦合电感第二绕组l
2b
中存在的能量通过第二二极管d2流向第三电容c3，直流电源vg和第二电容c2将能量释放到第一电感l1上，满足v
g-v
l1
+v
c2
＝0，v
l2a-v
c1-v
c4
＝0，v
l2b-v
c3
+v
c4
＝0，v
l2b
＝nv
l2a
；
20.(2)非直通状态时的工作状态示意图如图3所示，第一二极管d1、第三二极管d3导通，第二二极管d2关断，此时直流电源vg与第一电感l1同时给第一电容c1充电，耦合电感第一绕组l
2a
、耦合电感第二绕组l
2b
和第三电容c3向第二电容c2充电，耦合电感第二绕组l
2b
又单独给第四电容c4充电，最后直流电源vg、第一电感l1、耦合电感第一绕组l
2a
、耦合电感第二绕组l
2b
和第三电容c3共同为负载r
load
提供能量，满足v
g-v
pn-v
l1
+v
c2
＝0，v
l2a
+v
c2-v
c3-v
c4
＝0，v
l2b
+v
c4
＝0，v
l2b
＝nv
l2a
，v
pn-v
c1-v
c2
＝0，由电感伏秒平衡法则，得到输出电压的表达式为：
[0021][0022][0023]
其中，b为该变换器的电压增益，d为直通占空比。
[0024]
实施例2：
[0025]
本实施例采用实施例1所述改良cockcroft-walton高升压比准z源逆变器与现有基础拓扑准z源逆变器进行对比，对输出电压要求转换为输入电压的10倍时，若按照现有基础拓扑的输出表达式：
[0026][0027]
要达到输出电压的要求，其占空比值d为0.45，此时开关管已处于极限状态，影响工作效率，并对相关器件会产生较大的损害。
[0028]
当按照实施例1提出的变换器增益表达式时：
[0029][0030]
当直通占空比d为0.15时，耦合绕组间的匝数比n＝1.5就可以达到输出要求，因此，本实施例较原有基础拓扑而言，既可实现宽范围电压的输出，同时避免极限占空比出现的情况，还可以有效提高拓扑的工作效率，并减小对各器件的损耗。
[0031]
上述虽然结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了描述，但并非对本实用新型保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本实用新型的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。