一种谐振变换器及控制方法与流程

1.本发明实施例涉及电力电子技术领域，特别涉及一种谐振变换器及控制方法。


背景技术：

2.谐振变换器由于其能够实现电气隔离、软开关能力强、效率高等特点，在多种应用领域中成为应用和研究热点。在现有技术中，谐振变换器一般采用变频控制的方式完成功能实现，而在轻载条件下，谐振变换器的增益却随开关频率变化十分缓慢，因此在传统变频控制方式下，谐振变换器难以通过改变开关频率的方式实现轻载条件下的稳定运行，因此需要提供一种新的控制方法以使谐振变换器在轻载条件下仍然能够稳定、高效运行。


技术实现要素：

3.本发明实施例的目的是提供一种谐振变换器及控制方法，使谐振变换器在轻载条件下能够更稳定和更高效运行。
4.在第一方面，提供一种谐振变换器控制方法，用于谐振变换器，谐振变换器包括第一电压变换电路、第二电压变换电路和谐振腔电路。
5.第二电压变换电路包括两个并联的桥臂，其中一桥臂包括串联的第五开关管和第六开关管，另一桥臂包括串联的第七开关管和第八开关管，第五开关管和第六开关管连接于第一节点，第七开关管和第八开关管连接于第二节点，上述每个开关管均包含一反向并联的二极管。
6.谐振腔电路的第一端和第二端分别连接第一电压变换电路，第三端和第四端分别连接上述第一节点和第二节点。
7.上述方法包括：在第二电压变换电路用于逆变电路、第一电压变换电路用于整流电路时，获取上述第一节点和第二节点电压在高频自由振荡状态下的自由振荡周期；根据上述自由振荡周期获得导通时间；根据上述导通时间控制第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的通断。
8.在一些实施例中，第一电压变换电路包括两个并联的桥臂，其中一桥臂包括串联的第一二极管和第二二极管，另一桥臂包括串联的第三二极管和第四二极管，第一二极管和第二二极管连接于第三节点，第三二极管和第四二极管连接于第四节点。
9.谐振腔电路包括第一电容、第一电感、第二电感和变压器，第一电容串联于第三节点和所述变压器原边的第一端之间，第一电感串联于第四节点和变压器原边的第二端之间，第二电感并联于变压器原边的第一端和第二端。
10.第一电压变换电路包括第一结电容，所述第二电压变换电路包括第二结电容。
11.上述自由振荡周期由以下关系获得：
其中，cjp为所述第一结电容的参数，cjs为所述第二结电容的参数，n为所述变压器的原副边匝数比，cr为所述第一电容的参数, lr为所述第一电感的参数，lm为所述第二电感的参数，s为复频率。
12.在一些实施例中，上述自由振荡周期和导通时间满足以下关系:其中，ton为所述导通时间，fsw为开关频率，tosc为所述自由振荡周期，n为非负整数，f为第一函数。
13.在一些实施例中，上述根据导通时间控制第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的通断，包括：在正半开关周期的导通时间内，控制第五开关管和第八开关管导通以及控制第六开关管和第七开关管截止；在上述正半开关周期的剩余时间内，控制第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管截止；在负半开关周期的导通时间内，控制第六开关管和第七开关管导通以及控制第五开关管和第八开关管截止；在上述负半开关周期的剩余时间内，控制第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管截止。
14.在第二方面，提供一种谐振变换器，此谐振变换器包括第一电压变换电路、第二电压变换电路、谐振腔电路、至少一个处理器和与处理器相连的存储器。
15.第二电压变换电路包括两个并联的桥臂，其中一桥臂包括串联的第五开关管和第六开关管，另一桥臂包括串联的第七开关管和第八开关管，第五开关管和所述第六开关管连接于第一节点，第七开关管和所述第八开关管连接于第二节点。
16.谐振腔电路的第一端和第二端分别连接第一电压变换电路，第三端和第四端分别连接上述第一节点和第二节点。
17.存储器存储有可被上述至少一个处理器执行的指令，该指令被上述至少一个处理器执行，以使上述至少一个处理器能够执行上述的方法。
18.在一些实施例中，在单个开关周期内，上述第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于截止时期，当上述变压器的原边谐振电流降至零时，上述第一节点和第二节点间电压处于自由振荡状态。
19.在第三方面，提供一种电源系统，该电源系统包括上述的谐振变换器。
20.本发明实施例与现有技术相比，至少具有以下有益效果：本发明实施例提供一种谐振变换器控制方法，应用于谐振变换器。该方法根据谐振变换器的自由振荡周期获得一
导通时间，并根据该导通时间控制谐振变换器中第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的通断。由于使用了pwm脉宽调制（即通过调整控制信号的占空比设置开关管的导通时间）的控制方法，谐振变换器的输出电压波纹较小，使得谐振变换器在轻载条件下更稳定地运行，且所有开关管工作于近似软开关的模式，减小开关损耗，从而提高谐振变换器的效率。
附图说明
21.一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
22.图1是本发明实施例提供的一种谐振变换器的拓扑结构示意图；图2a～2e是本发明实施例提供的一种谐振变换器在模态1～5的等效电路示意图；图3是本发明实施例提供的一种谐振变换器控制方法的流程示意图；图4是本发明实施例提供的一种谐振变换器的工作波形图；图5是本发明实施例提供的一种求解导通时间的过程示意图；图6是本发明实施例提供的一种谐振变换器的结构示意图。
具体实施方式
23.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
24.需要说明的是，如果不冲突，本发明实施例中的各个特征可以相互结合，均在本技术的保护范围之内。另外，虽然在装置示意图中进行了功能模块划分，但是在某些情况下，可以以不同于装置中的模块划分。此外，本文所采用的“第一”、“第二”等字样并不对数据和执行次序进行限定，仅是对功能和作用基本相同的相同项或相似项进行区分。
25.请参阅图1，图1示出了一种谐振变换器的拓扑。谐振变换器10包括第一电压变换电路100、第二电压变换电路200和谐振腔电路300。
26.其中，第二电压变换电路200包括两个并联的桥臂，其中一桥臂包括串联的第五开关管q5和第六开关管q6，另一桥臂包括串联的第七开关管q7和第八开关管q8，第五开关管q5和第六开关管q6连接于第一节点c，第七开关管q7和第八开关管q8连接于第二节点d，上述两并联桥臂的并接点用于连接第二电源。
27.在本实施例中，第一电压变换电路100也包括两个并联的桥臂，其中一桥臂包括串联的第一开关管q1和第二开关管q2，另一桥臂包括串联的第三开关管q3和第四开关管q4，第一开关管q1和第二开关管q2连接于第三节点a，第三开关管q3和第四开关管q4连接于第四节点b，上述两并联桥臂的并接点用于连接并联连接的第一电源和滤波电容的并接点。
28.谐振腔电路300包括第一电感lr（即谐振电感）、第一电容cr（即谐振电容）、第二电感lm（即励磁电感）和变压器t。谐振电容cr的第一端(即谐振腔电路300的第一端)连接第三节点a，第二端分别连接变压器t原边绕组的第一端和励磁电感lm的第一端，谐振电感lr的
第一端（即谐振电路300的第二端）连接第四节点b，第二端分别连接变压器t原边绕组的第二端和励磁电感lm的第二端，变压器t副边绕组的第一端和第二端（即谐振腔电路300的第三端和第四端）分别连接第二电压变换电路200的第一节点c和第二节点d。
29.另外，在本实施例中，上述各开关管均反并联一续流二极管，且各开关管均存在一结电容。
30.现有技术中，为了实现谐振变换器在轻载条件下的良好运行状况，通常采用如下的解决方案：（一）采用增加死负载的方式。但该方法由于额外负载的增加，实际牺牲了一定轻载效率。
31.（二）采用移相、调宽等方式。该类方法通过减小谐振腔方波激励电压的作用时间，从而减小传输功率，实现轻载运行，但当移相角度过大或者占空比过小时在轻载条件下都会丢失软开关特性，降低变换器运行效率。
32.（三）采用burst模式。该方法通过实现变换器间歇控制的方式来减小轻载条件下谐振变换器的开关损耗，但间歇控制对导致输出电压纹波较大的问题产生。
33.而本技术实施例提供一种谐振变换器控制方法，应用于谐振变换器（在本技术实施例中，以图1所示的谐振变换器拓扑为例进行说明），具体的，在图1所示实施例中，vdc1为高压直流侧电压（直流母线电压），vdc2为低压直流侧电压（电池模组电压），高压侧（即第一电压变换电路100所处一侧）的开关管q1～q4选用igbt管，低压侧（即第二电压变换电路200所处一侧）的开关管q5～q8选用mosfet管。
34.当谐振变换器10工作在降压、反向功率传输（即第二电压变换电路200用于逆变，第一电压变换电路100用于整流）且处于轻载条件时，第一电压变换电路100的开关管控制信号始终为低电平，处于不控整流模式，而第二电压变换电路200对角线上的开关管的导通状态相同，且开关频率保持不变。
35.一般地，谐振变换器10的工作过程如下：首先，将第二电压变换电路200中的第五开关管q5和第八开关管q8导通一段时间，导通时间设为ton；经过时间ton后，将第五开关管q5和第八开关管q8关断，此时，第二电压变换电路200中所有开关管均关断，该关断时间设为toff；经过时间toff后，将第六开关管 q6和第七开关管q7导通ton时长，然后又将第六开关管 q6和第七开关管q7关断toff时长，如此循环。
36.通过谐振变换器10工作过程及工作原理结合分析，在谐振变换器10工作的正半周期，即，将第五开关管q5、第八开关管q8导通，切换为将第六开关管 q6、第七开关管q7导通的过程主要经历5个模态（忽略振荡过程中二极管反复导通的模态），设t=0的参考点(即t0)为第五开关管q5和第八开关管q8控制信号上升沿（即模态1起点），则各个模态的各个开关器件（可控器件与不控器件）的导通情况如表1所示。
37.其中，“1”表示对应的器件为导通状态，“0”表示对应的器件为关断状态。
38.请一并参阅图2a～2e,图2a～2e分别示出了模态1～5的等效电路图。各模态的工作原理如下：模态1（即t0~t1时段）: 如图2a所示，第五开关管q5和第八开关管q8的驱动信号为高电平，第五开关管q5和第八开关管q8导通，导通时间为ton,第一二极管d1和第四二极管d4导通，励磁电感lm两端的被电源vdc2正向箝位，谐振电感lr、谐振电容cr、高压侧电源vdc1、低压侧电源vdc2以及导通的开关器件构成串联谐振电路。
39.模态2（即t1~t2时段）：如图2b所示，第五开关管q5和第八开关管q8的驱动信号为低电平，第五开关管q5和第八开关管q8导通关断，此时第二电压变换电路200的桥臂中点电流经过第六二极管d6和第七二极管d7续流，第一二极管d1和第四二极管d4继续导通，励磁电感lm两端的电压被低压侧电源vdc2反向箝位。
40.模态 3（即t2~t3时段）: 如图2c所示，第五开关管q5和第八开关管q8继续关断，第二电压变换电路200的桥臂中点电流经过第六二极管d6和第七二极管d7续流，且第二二极管d2和第三二极管d3导通，励磁电感lm两端的电压继续被低压侧电源vdc2反向箝位，直至第二电压变换电路200的桥臂中点电流下降到零。
41.模态 4（即t3~t4时段）：如图2d所示，由于第二电压变换电路200的桥臂中点电流下降至零，则第六二极管d6和第七二极管d7关断，谐振电感lr、谐振电容cr、励磁电感lm和结电容（cj5、cj6、cj7、cj8）共同构成谐振电路，第二电压变换电路200的桥臂中点电压vcd处于自由谐振状态。第二电压变换电路200的桥臂中点电流i2此时处于高频振荡阶段，当电流i2振荡至负半周时，第五结电容cj5和第八结电容cj8放电，第六结电容cj6和第七结电容cj7充电；而当电流i2振荡至正半周时，第五结电容cj5、和第八结电容cj8充电，第六结电容cj6和第七结电容cj7放电。当电流i2振荡至正半周且接近过零点时，第六二极管d6和第七二极管d7导通。在模态3中，由于第二二极管d2和第三二极管d3保持导通，则第一电压变换电路100的桥臂中点输出电压vab为-vdc1，导致原边励磁电流im1持续减小直至为0。
42.模态 5（即t4~t5时段）：如图2e所示，在t4时刻，变压器t的原边谐振电流i1下降至零，第二二极管d2和第三二极管d3截止，结电容cj1～cj8、谐振电感lr、谐振电容cr、励磁电感lm共同构成谐振电路，第二电压变换电路200的桥臂中点电压vcd处于高频自由谐振状态。
43.当谐振变换器10的第二电压变换电路200用于逆变电路、第一电压变换电路100用
于整流电路时，请参阅图3，上述的谐振变换器控制方法包括如下步骤：s301：获取所述第一节点和所述第二节点间电压处于高频自由振荡状态时的自由振荡周期。
44.具体的，在轻载条件下，谐振变换器10进入定频pwm控制模式，当第二电压变换电路200中所有开关管均处于关断状态时，第二电压变换电路200中的第一节点和第二节点间电压会存在高频自由振荡状态。
45.s302：根据所述自由振荡周期获得导通时间。
46.具体的，可根据上述自由振荡周期以及各电路模态等效电路获得一个导通时间。
47.s303：根据所述导通时间控制所述第五开关管、所述第六开关管、所述第七开关管和所述第八开关管的通断。
48.通过上述的谐振变换器控制方法，可调整上述导通时间以使谐振变换器中开关管导通时刻点恰好落在自由振荡周期时开关管漏极-源极两端电压最小点，从而实现近似软开关，提高轻载运行效率。
49.需要说明的是，上述所提到的“高频”并非指某一特定频率，而是相对本实施例中谐振变换器的开关频率而言。
50.具体的，由谐振变换器10的工作特性分析可知，在高频自由振荡时期、vcd的波峰值对应的时刻点，第五开关管q5和第八开关管q8各自的漏源电压vds_q5& vds_q8最小；而在高频自由振荡时期、vcd的波谷值对应的时刻点，第六开关管q6和第七开关管q7各自的漏源电压vds_q6& vds_q7最小。也即，当第五开关管q5和第八开关管q8在高频自由振荡时期vcd的波峰值对应的时刻点开通，以及第六开关管q6和第七开关管q7在高频自由振荡时期vcd的波谷值对应的时刻点开通时，开关管的开关损耗最低，其所达到的效果近似于开关管的零电压开通。
51.请参阅图4，图4示出了谐振变换器10正半周的工作波形。由图4可知，在正半周期内，谐振变换器10在t4时刻进入高频振荡状态（相应的，第二电压变换电路200桥臂中点电压vcd也进入高频振荡状态），若要使开关管的开关损耗最低（即第六开关管q6和第七开关管q7在高频自由振荡时期、vcd的波谷值对应的时刻点导通），则开关导通时刻t5须满足如下关系：其中，ton为开关管的导通时间，即开关管控制信号的占空比，toff为第二电压变换电路200中开关管均为关断状态的持续时间，fsw为开关频率，n非负整数，tosc振荡周期。
52.由于在该工作模式下，谐振变换器10中的开关频率fsw已确定并保持不变，并且高频振荡进入时刻t4要由开关管导通时间ton确定（即，ton与t4存在一既定的函数关系），由于开关频率fsw已知，根据上述关系式易知，当自由振荡周期tosc确定时，则可获得对应的开关管导通时间ton；若基于该开关管导通时间ton控制开关管的通断，使得上述关系成立，
则可使开关管的开关损耗最低，从而提高谐振变换器10的效率。
53.需要说明的是，由于系统（即谐振变换器）正负半周工作波形的对称性，当开关管q6、q7对应的导通时刻点恰好落在自由振荡时期的波谷点时，对应负半周期的开关管q5、q8所对应的导通时刻点也恰巧落在自由振荡时期的波峰点，因而以上的分析过程仅以谐振变换器一个开关周期内正半周期对应的模态进行分析，而负半周期分析的方式与正半周期一致，因而在此不做赘述。
54.本发明实施例提供的一种谐振变换器控制方法，应用于谐振变换器。该方法根据谐振变换器的自由振荡周期获得导通时间，并根据该导通时间控制谐振变换器中第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的通断。由于使用了pwm脉宽调制（即通过调整控制信号的占空比设置开关管的导通时间）的控制方法，使得谐振变换器的输出电压波纹较小，使得谐振变换器在轻载条件下更稳定地运行，并且使得开关管工作于近似软开关的模式，减小开关损耗，从而提高谐振变换器的效率。
55.在一些实施例中（如上述谐振变换器10），对谐振变换器10正半周期内各模态进行时域和复频域分析，可得到如下特征表达式(由时域表达式进行拉式变换获得)：其中，cjp电压变换电路100的结电容，cjs为第二电压变换电路200的结电容，n为谐振腔电路中变压器的原副边匝数比，cr为谐振腔电路中的谐振电容，lr为谐振腔电路中的谐振电感，lm为变压器t的励磁电感，s为复频率。
56.第二电压变换电路200桥臂中点电压vcd在高频自由振荡状态时的自由振荡周期tosc可由上述特征表达式求解得出，具体的，求解上述特征表达式可得到特征频率，即为高频自由振荡状态时的自由振荡频率，则其所对应的周期即为tosc。在另外一些实施例中，自由振荡周期tosc也可根据实验测量获得，即根据实际的谐振变换器的原理图搭建实际的电路结构，加入测试信号并检测其输出的工作波形图，即可得到其自由振荡周期tosc。
57.在一些实施例中，自由振荡周期tosc和导通时间ton满足以下关系：其中，ton为导通时间，fsw为开关频率，tosc为自由振荡周期，n为非负整数，f为第一函数。
58.具体的，请再次参阅图2a～2e, 图2a所示等效电路的微分方程为：
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(1)复频域（s域）方程为：(2)其中，i10,1为i1在该模态下初始时刻值，im0,1为im在该模态下初始时刻值，ucr0,1为ucr在该模态下初始时刻值。
59.忽略电阻，解得各变量时域表达式为：(3)模态1的结束时刻为：
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(4)
其中，ton为开关管控制信号的脉冲宽度。
60.图2b所示等效电路的微分方程为：
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(5)复频域（s域）方程为： (6)其中，i10,2为i1在该模态下初始时刻值，im0,2为im在该模态下初始时刻值，ucr0,2为ucr在该模态下初始时刻值。
61.解得各变量时域表达式为：
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(7)模态2的结束条件为i1=0，则其对应时刻为：(8)图2c所示等效电路的微分方程为：
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(9)复频域（s域）方程为：
(10)其中，i10,3为i1在该模态下初始时刻值，im0,3为im在该模态下初始时刻值，ucr0,3为ucr在该模态下初始时刻值。
62.解得各变量时域表达式为： (11)
模态3的结束条件为i2=0，表达式i1(t)的斜率在相应时间段的变化幅度较小，可以认为i1(t)在对应时间段是线性变化的，并用t=t2处的斜率作为线性变化的斜率，则 (12)因此表达式i1(t)可近似为：(13)因此可解出i2=0的近似时刻（即模态3切换为模态4的时刻）为： (14)图2d所示等效电路的微分方程为：
ꢀꢀ
(15)复频域（s域）方程为：
(16)其中，i10,4-1为i1在该模态下初始时刻值，im0,4-1为im在该模态下初始时刻值，ucr0,4-1为ucr在该模态下初始时刻值，ucj60,4-1为ucj6在该模态下初始时刻值，ucj80,4-1为ucj8在该模态下初始时刻值，ucj50,4-1为ucj5在该模态下初始时刻值。
63.通过近似处理，得到的时域解为：
ꢀ
(17)考虑到开关管q6、q7软开关（即零电压开通）的实现，需对高频振荡分量进行分析，设谐振电容cr上的电压近似恒定，则可得出i2的时域表达式为：(18)由此，谐振频率、周期、半周期为：
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(19)模态4的结束条件为im=0，对应时刻为：(20)图2e所示等效电路的微分方程为： (21)复频域（s域）方程为：
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(22)其中，i10,5-1为i1在该模态下初始时刻值，im0,5-1为im在该模态下初始时刻值，ucr0,5-1为ucr在该模态下初始时刻值，ucj60,5-1为ucj6在该模态下初始时刻值，ucj80,5-1为ucj8在该模态下初始时刻值，ucj20,5-1为ucj2在该模态下初始时刻值，ucj40,5-1为ucj4在该模态下初始时刻值。
64.为得到解析表达式，通过近似处理，得到的时域解为：
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(23)考虑到第六开关管q6和第七开关管q7软开关（即零电压开通）的实现，需对高频振荡分量进行分析，通过拉普拉斯变换得到的s域结果，可得其特征多项式为： (24)求解可得到该特征多项式的特征频率，该特征频率即为上述高频自由振荡频率，其倒数为所对应的自由振荡周期tosc。
65.由图4可知，在高频自由振荡段为实现开关管的软开关工作模式，需在满足下式(25)的条件下开通开关管q6和q7，即在高频自由振荡段的电压波谷点开通，导通时间ton满足式(25)，式(25)如下所示：
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(25)此时第二电压变换电路200的开关管可近似实现零电压开通，从而降低开关损耗，提高轻载条件下谐振变换器的效率。
66.上述分析过程为理论分析过程，而由于ton和t4相互影响，即ton的改变影响t4，而t4又能够决定ton，因此难以求得二者相互关系的解析表达式，为了方便实际应用，故可借助数学工具采用穷举法加上拟合的方法，用真实的数据结果，拟合出ton关于t4的解析表达式，并最终根据实际工况利用拟合的解析表达式求解出ton的数值。请参阅图5，图5示出了求解导通时间ton的过程示意图，具体的，包括如下步骤：s501：在合理取值范围内，穷举一组ton的值组成数组，将数组中每一个值依次代入特定的vdc1和vdc2对应工况下模态分析所得的时域表达式（特别是上述的式4、式8、式14及式20），根据各模态下的时域表达式求出t4的值。
67.s502：判断t4是否满足ton+toff》t4的关系，若满足，则记录这一组t4、vdc1、vdc2为有效数据。
68.s503：将所有工况都穷举完成后，根据所得到的全部有效数据拟合得到ton(t4,vdc1,vdc2)的解析表达式（即第一函数）。
69.具体的，解析表达式为ton=a*t4+b*vdc1+c*vdc2，其中，a、b、c分别为t4、vdc1和vdc2的系数。
70.s504： 确定允许的振荡周期数n，根据t4=1/2fsw-ntosc的关系，计算出t4的值，并将其代入拟合出来的ton(t4,vdc1,vdc2)的解析表达式中，即可根据解析表达式求出ton的数值解。
71.在一些实施例中，为了控制更方便快捷，tosc是提前算出并存入控制器（如dsp）中的，控制器根据ton(t4,vdc1,vdc2)的表达式，代入t4、vdc1和vdc2的具体数值，从而求解得出具体的ton的值，并根据该值设置开关管的控制信号，以使开关管实现软开关的工作模式。
72.需要说明的是，为了方便阐述本技术所提供的谐振变换器控制方法，以上仅示例性示出了第一电压变换电路、第二电压变换电路和谐振腔电路的电路结构，选取的上述谐振变换器10实际为llc谐振型双向dc-dc变换器，其遵循一般的llc谐振变换器的工作原理，在其他实施例中，谐振变换器10也可以是其他结构（如单向dc-dc转换器）和类型的谐振变换器（如cllc谐振变换器、lc谐振变换器等），则第一电压变换电路、第二电压变换电路和谐振腔电路的结构也会适应性地变化，变换器工作模态过程也会相应改变，但分析机理近似，且轻载效率优化方法的基本原理相同，均属于本发明保护范围。
73.请参阅图6，图6为本发明实施例提供的一种谐振变换器的结构，谐振变换器10包括第一电压变换电路100、第二电压变换电路200、谐振腔电路300、至少一个处理器400，以及与上述至少一个处理器通信连接的存储器500。
74.其中，第二电压变换电路200包括两个并联的桥臂，其中一桥臂包括串联的第五开关管q5和第六开关管q6，另一桥臂包括串联的第七开关管q7和第八开关管q8，第五开关管q5和第六开关管q6连接于第一节点c，第七开关管q7和第八开关管q8连接于第二节点d。
75.谐振腔电路300的第一端和第二端分别连接第一电压变换电路100，第三端和第四端分别连接第一节点c和第六节点d。
76.存储器500存储有可被至少一个处理器执行的指令，该指令被至少一个处理器执行，以使上述至少一个处理器所述处理器能够执行本发明任一实施例所示的谐振变换器控制方法。
77.在一些实施例中，请再次参阅图6，第一电压变换电路100也包括两个并联的桥臂，其中一桥臂包括串联的第一开关管q1和第二开关管q2，另一桥臂包括串联的第三开关管q3和第四开关管q4，第一开关管q1和第二开关管q2连接于第三节点a，第三开关管q3和第四开关管q4连接于第四节点b。
78.在一些实施例中，请再次参阅图6，谐振腔电路300包括第一电感（即谐振电感lr）、第一电容（即谐振电容cr）和变压器t，变压器t包括励磁电感lm。谐振电容cr的第一端(即谐振腔电路300的第一端)连接第三节点a，第二端分别连接变压器t原边绕组的第一端和励磁电感lm的第一端，谐振电感lr的第一端（即谐振电路300的第二端）连接第四节点b，第二端分别连接变压器t原边绕组的第二端和励磁电感lm的第二端，变压器t副边绕组的第一端和第二端（即谐振腔电路300的第三端和第四端）分别连接第二电压变换电路200的第一节点c和第二节点d。
79.在一些实施例中，在单个开关周期内，在第五开关管q5、第六开关管q6、第七开关管q7和第八开关管q8处于截止时期，当变压器t的原边谐振电流降至零时，第一节点c和第二节点d间的电压vcd处于自由振荡状态。
80.本发明实施例还提供了一种电源系统，该电源系统包括上述任一实施例所提供的谐振变换器。
81.本领域的技术人员应明白，本发明的实施例提供的方法，可以采用不同的硬件电路进行实现，并不局限于在此申请文件中所例举的硬件电路。以上所例举的谐振变换器的拓扑，旨在解释和说明本发明的基本创造性内容，并不用于限制本发明的权利要求书保护范围。本领域技术人员通过此说明书的内容了解了本技术旨在表达的基本创造性内容，则可对这些实施例做出另外的变更和修改。
82.显然，本领域的技术人员可以对本技术实施例进行各种改动和变型而不脱离本技术权利要求书想要保护的精神和范围。这样，倘若本发明实施例的这些修改和变型属于本技术权利要求及其等同技术的范围之内，则本技术也意图包含这些改动和变型在内。