具有低功耗功能的导通时间产生器

1.本发明涉及dc-dc变换器相关技术领域，具体涉及具有低功耗功能的导 通时间产生器。


背景技术：

2.近年来以智能手机为代表的便携式电子设备迅速发展。便携式电子设备 内部作为供电电源的锂电池的电压通常在2.7～4.3v，但是内部的处理器等运 算单元的工作电压在1.8v及以下，因而设备内部需要buck型dc-dc变换器 实现直流电压的降压变换。考虑到大小和安全性，便携式电子设备的电池容 量受到严格限制，因此需要dc-dc变换器在全负载范围内保持较高的转换效 率，并且考虑到这些设备经常会在诸如息屏和亮屏等应用场景中切换，需要 dc-dc变换器具有较高的负载瞬态响应性能。
3.恒定导通时间控制(constant on-time，cot)由于其轻负载下的高效率 和快速的负载瞬态响应这两大优点从众多控制方式中脱颖而出，十分适合应 用于便携式设备的电源管理当中。cot控制指的是通过控制上功率管的导通 时间恒定，改变开关周期，使得输出电压保持在期望值。cot控制的主要模 块包括pwm比较器和导通时间产生器。每当反馈电压v
fb
下降到参考电压 v
ref
时，pwm比较器输出翻转，使得上功率管导通，导通时间由导通时间产 生器决定。
4.如果能在负载下降时延长导通时间，就可以延长开关周期，进而可以降 低开关损耗和驱动损耗，达到提升转换效率的目的。因此为了能够进一步提 高轻负载下的dc-dc变换器的转换效率，当前亟需设计一种应用于cot控 制的buck型dc-dc变换器的导通时间产生器。


技术实现要素：

5.为了解决上述内容中提到的问题，本发明提供了具有低功耗功能的导通 时间产生器，其能够检测系统是否进入低功耗模式，并在低功耗模式下延长 导通时间，进而延长开关周期，降低开关损耗和驱动损耗，提高轻负载下的 dc-dc变换器的转换效率。
6.其技术方案是这样的：
7.具有低功耗功能的导通时间产生器，其特征在于：所述导通时间产生器 包括低功耗模式检测电路和导通时间产生电路，所述低功耗模式检测电路用 于输出低功耗信号lpm至导通时间产生电路，所述导通时间产生电路用于输 出导通时间计时结束信号ton至dc-dc变换器的逻辑和驱动电路。
8.所述低功耗模式检测电路包括电流源i1，所述电流源i1一端连接电源vin， 另一端连接mos管m10的源极，所述mos管m10的栅极连接输入信号漏 极分别连接mos管m20的漏极、电容c1的一端和传输门tg1的源极，所述mos 管m20的栅极连接输入信号vn、源极分别连接电容c1的另一端和地，所述传 输门tg1的栅极分别连接输入信号vp和漏极连接
传输门tg2的源极，所 述传输门tg2的栅极分别连接输入信号和vp、漏极分别连接电容c2的一端 和反相器inv1的输入端，所述电容c2的另一端连接地，所述反相器inv1的输 出端连接反相器inv2的输入端，所述反相器inv2的输出端连接与门and1的 第一输入端，所述与门and1的第二输入端连接输入信号zcd，所述与门and1 的输出端连接与门and2的第一输入端，所述与门and2的第二输入端连接输 入信号ssfinish，所述与门and2的输出端输出lpm信号。
9.所述导通时间产生电路包括运算放大器ea，所述运算放大器ea的同相输 入端分别连接电阻r1的一端和电阻r2的一端，反相输入端分别连接电阻ron 的一端和mos管m2的源极，输出端连接mos管m2的栅极，所述电阻r1的另 一端连接电源vin，所述电阻r2和电阻ron的另一端均连接地，所述mos管 m2的漏极分别连接mos管m0的漏极、栅极和mos管m1的栅极，所述mos管m0和mos管m1的源极均连接电源vin，所述mos管m1的漏极分别连接比较 器cmp的反相输入端、电容con的一端、电容clpm的一端和mos管m3的漏 极，所述电容con的另一端接地，所述电容clpm的另一端连接mos管m5的 漏极，所述mos管m5的栅极连接输入信号lpm，源极连接地，所述mos管 m3的栅极连接dc-dc变换器的输入信号reset，源极连接地，所述比较器 cmp的同相输入端分别连接mos管m4的源极、电阻r5的一端和电阻r4的一 端，所述mos管m4的漏极连接电源vin，栅极连接输入信号vb2，所述电阻 r5的另一端连接地，所述电阻r4的另一端连接输入信号vout，所述比较器 cmp的输出端输出ton信号。
10.所述反相器inv1和inv2翻转的阈值时间t
th,lpm
为：
[0011][0012]
，式中v
in
是dc-dc变换器的输入电压值，即电源vin的电压值，i1是电流 源i1的输出电流值，c1是电容c1的容值。
[0013]
进入低功耗模式的负载电流的阈值i
load,th
为：
[0014][0015]
，式中v
in
是dc-dc变换器的输入电压值，即电源vin的电压值，v
out
是 dc-dc变换器的输出电压值，l为电感值，i1是电流源i1的输出电流值，c1是 电容c1的容值，r
on
为电阻ron的阻值，c
on
为电容con的容值。
[0016]
所述导通时间产生器在正常状态下生成的导通时间t
on
为：
[0017][0018]
，式中r1为电阻r1的阻值，r2为电阻r2的阻值，r4为电阻r4的阻值，r5为 电阻r5的阻值，v
in
是dc-dc变换器的输入电压值，即电源vin的电压值，v
oit
是dc-dc变换器的输出电压值，r
on
为电阻ron的阻值，c
on
为电容con的容 值。
[0019]
所述导通时间产生器在低功耗模式下生成的导通时间t
on,lpm
为：
[0020][0021]
，式中c
lpm
为电容cplm的容值；假设c
lpm
＝k
·con
，则：t
on,lpm
＝ (k+1)
·
t
on
。
[0022]
本发明的有益效果为：
[0023]
1、本发明通过设计低功耗模式检测电路和导通时间产生电路，构成一种 具有低功耗功能的导通时间产生器，它能够检测系统是否进入低功耗模式， 并且在低功耗模式下，能够延长导通时间，进而延长开关周期，降低开关损 耗和驱动损耗，提高轻负载下的dc-dc变换器的转换效率。
[0024]
2、本发明还可以通过设置电容cplm的容值，例如设c
lpm
＝k
·con
，则 t
on,lpm
＝(k+1)
·
t
on
，来使得低功耗模式下的导通时间为正常状态下的k+1 倍，进而提高了本导通时间产生器的适用性和可控性。
附图说明：
[0025]
图1为dc-dc变换器的整体结构示意图；
[0026]
图2为低功耗模式检测电路的示意图；
[0027]
图3为经典自适应导通时间生成电路的示意图；
[0028]
图4为导通时间产生电路的示意图；
[0029]
图5为dcm工作状态的波形示意图。
具体实施方式
[0030]
下面结合实施例对本发明做进一步的描述。
[0031]
以下实施例用于说明本发明，但不能用来限制本发明的保护范围。实施 例中的条件可以根据具体条件做进一步的调整，在本发明的构思前提下对本 发明的方法简单改进都属于本发明要求保护的范围。
[0032]
图1为dc-dc变换器的整体结构示意图，图中sw是开关节点电压信号，zcd 是过零检测信号，lpm是低功耗模式检测电路的输出信号，reset是导通时间 产生器的复位信号，由dc-dc变换器的逻辑模块提供，ton是导通时间计时结 束信号，计时结束时会输出高电平脉冲。
[0033]
其中，具有低功耗功能的导通时间产生器，包括低功耗模式检测电路和 导通时间产生电路，所述低功耗模式检测电路用于输出低功耗信号lpm至导 通时间产生电路，所述导通时间产生电路用于输出导通时间计时结束信号 ton至dc-dc变换器的逻辑和驱动电路。
[0034]
如图2所示，所述低功耗模式检测电路包括电流源i1，所述电流源i1一端 连接电源vin，另一端连接mos管m10的源极，所述mos管m10的栅极连接输 入信号漏极分别连接mos管m20的漏极、电容c1的一端和传输门tg1的 源极，所述mos管m20的栅极连接输入信号vn、源极分别连接电容c1的另一 端和地，所述传输门tg1的栅极分别连接输入信号vp和漏极连接传输门 tg2的源极，所述传输门tg2的栅极分别连接输入信号和vp、漏极分别连 接电容c2的一端和反相器inv1的输入端，所述电容c2的另一端连接地，所述 反相器inv1的输出端连接反相器inv2的输入端，所述反相器inv2的输出端连 接与门and1的第一输入端，所述与门and1的第二输入端连接输入信号zcd， 所述与门and1的输出端连接与门and2的第一输入端，所述与门and2的第 二输入端连接输入信号ssfinish，所述与门and2
的输出端输出lpm信号。
[0035]
所述低功耗模式检测电路的工作可以分为三个状态，分别对应系统断续 导通模式(discontinuous conduction mode，dcm)工作状态下的导通阶段、 关断阶段和断续阶段：
[0036]
在关断阶段，vn＝vp＝1，此时m10和m20都导通，tg1关闭。流经m20 的放电电流远大于i1，电容c1复位。c2为采样保持电容，存储上个周期c1的 电压。
[0037]
在断续阶段，vn＝0，vp＝1，此时m10导通、m20关断，tg1关闭，电 流源i1向c1电容充电，c1上极板电压从0开始线性上升。
[0038]
在导通阶段，vn＝vp＝0，此时m10和m20都关断，c1上极板电压为断续 阶段结束时刻的电压，tg1打开，设计c2电容远小于c1，因此近似认为传输 门打开后v2等于v1。这里设计传输门tg1后增加dummy器件tg2，以降低电 荷注入效应的影响。
[0039]
该电路的工作过程：低功耗模式检测电路在关断阶段复位电容c1，在断 续阶段用恒流源给电容c1充电，在导通阶段将充电结果采样保持并进行比较， 来判断系统是否进入低功耗模式。其中zcd是过零检测信号，在断续阶段为 高电平；ssfinish是软启动完成信号，高电平标志着芯片启动完成；lpm是 低功耗信号，标志此时导通时间产生器需要延长产生的导通时间；通过与逻 辑保证系统启动完成后且在断续时间内才可能进入低功耗模式，避免了低功 耗模式的误触发。当断续阶段的时间长于阈值时间t
th,lpm
后，反相器会发生 翻转，使低功耗信号lpm变为高电平；同时依据阈值时间t
th,lpm
可以推导出 电流的阈值i
load,th
，得出令导通时间产生器进入低功耗模式时的负载电流。
[0040]
反相器inv1和inv2的翻转阈值为二分之一的电源电压值v
in
，当时间足 够长使得电容c1上极板电压被充电至翻转阈值时，反相器翻转：
[0041][0042]
，即所述反相器inv1和inv2翻转的阈值时间t
th,lpm
为：
[0043][0044]
，式中v
in
是dc-dc变换器的输入电压值，即电源vin的电压值，i1是电流 源i1的输出电流值，c1是电容c1的容值。
[0045]
dcm工作状态的波形如图5所示，忽略反馈网络的电流，电感电流的能量 全部流入负载电阻，因而电感电流的周期平均值等于负载电流：
[0046][0047]
由电感电流伏秒平衡有：
[0048][0049]
整理上式有：
[0050]
[0051][0052]
这里重复式(22)，即导通时间产生器控制的导通时间：
[0053][0054]
联立式(5)和式(7)到电感电流峰值的表达式：
[0055][0056]
将上式带入式(4)得到：
[0057][0058]
将式(5)和式(6)相加有：
[0059][0060]
将t
sw
减去t
on
和t
off
可以得到断续时间td的大小为：
[0061][0062]
将输入电压5v，输出电压1.2v，负载电流10ma的条件代入有：
[0063][0064]
因此可以近似认为：
[0065][0066]
令t
th,lpm
＝t
sw
，得到进入低功耗模式的负载电流的阈值i
load,th
为：
[0067][0068]
，式中v
in
是dc-dc变换器的输入电压值，即电源vin的电压值，v
out
是 dc-dc变换器的输出电压值，l为电感值，i1是电流源i1的输出电流值，c1是 电容c1的容值，r
on
为电阻ron的阻值，c
on
为电容con的容值。
[0069]
导通时间产生电路的基本原理：本发明设计的v2cot控制的buck型dc-dc 的导通时间定义为：
[0070][0071]
这里设计开关周期为0.5us，在连续导通模式(continuous conduction mode，ccm)状态下，它的工作频率为：
[0072][0073]
因此，如果导通时间与v
in
成反比，与v
out
成正比，那么系统在ccm状态下的 工作频率是固定的。产生上述条件的导通时间的常用方法是：采用与v
in
成正 比电流给电容充电，将电容上极板电压输入到比较器中，设计比较器的翻转 阈值与v
out
成正比，则电容充电到达翻转阈值的时间与v
in
成反比，与v
out
成正比。
[0074]
现有的经典自适应导通时间生成电路如图3所示，假设m11和m21，m31和 m41的尺寸相同，则流向电容c11的充电电流大小为：
[0075][0076]
如果满足v
in
＞＞v
gs,m11
，则近似有：
[0077][0078]
因此导通时间为：
[0079][0080]
虽然上述电路结构简单，但是该方案产生的导通时间与v
in
的线性度很差， 只有满足v
in
＞＞v
gs,m11
时，导通时间才与v
in
近似成反比。
[0081]
突发模式(burst mode)常见于pwm控制的dc-dc当中，用于提升轻负载 下的效率。当负载下降得足够低时，系统会进入burst mode，连续多周期导 通，使大量能量从输入端流向输出，输出电压被冲得更高，因而在dcm状态下 的放电时间也会相应延长，达到延长开关周期、降低开关损耗和驱动损耗的 目的，进而提升轻负载下的效率。受此启发，使cot控制在轻负载下进入类似 burst mode的工作状态，使开关周期延长，可以达到提升效率的目的。
[0082]
如图4所示，本发明所述导通时间产生电路包括运算放大器ea，所述运算 放大器ea的同相输入端分别连接电阻r1的一端和电阻r2的一端，反相输入端 分别连接电阻ron的一端和mos管m2的源极，输出端连接mos管m2的栅极， 所述电阻r1的另一端连接电源vin，所述电阻r2和电阻ron的另一端均连接 地，所述mos管m2的漏极分别连接mos管m0的漏极、栅极和mos管m1的栅 极，所述mos管m0和mos管m1的源极均连接电源vin，所述mos管m1的漏 极分别连接比较器cmp的反相输入端、电容con的一端、电容clpm的一端 和mos管m3的漏极，所述电容con的另一端接地，所述电容clpm的另一端 连接mos管m5的漏极，所述mos管m5的栅极连接输入信号lpm，源极连接 地，所述mos管m3的栅极连接输入信号reset，源极连接地，所述比较器cmp 的同相输入端分别连接mos管m4的源极、电阻r5的一端和电阻r4的一端，所 述mos管m4的漏极连接电源vin，栅极连接输入信号vb2，所述电阻r5的另 一端连接地，所述电阻r4的另一端连接输入信号vout，所述比较器cmp的 输出端输出ton信号。lpm是低功耗
信号，由低功耗模式检测电路输出。 reset是导通时间计时复位信号，在上功率管导通时为低电平，其他时候为 高电平；所述输入信号vb2是偏置电压，由芯片内部偏置电路给出，用于提供 一定电压值使芯片启动时m4管输出一定电流。
[0083]
本发明采用的导通时间产生电路通过引入运算放大器ea，使电阻一端的 电压被钳位为v
in
的某个分压vb，进而消除非线性。该导通时间产生电路在正常 状态下的工作原理如下：首先，vb由电阻r1和r2对v
in
的分压产生；接着，运算 放大器ea、m2和ron将vb转换成电流，该电流通过m0和m1构成的电流镜镜像后 给电容con充电；最后，随着充电的进行，电容上极板电压vc将触发比较器cmp 翻转，比较器cmp的翻转阈值与v
out
相关。因此电容的充电电流可以表示为：
[0084][0085]
此处导通时间，为导通时间产生器在正常状态下生成的导通时间，可以 表示为：
[0086][0087]
，式中r1为电阻r1的阻值，r2为电阻r2的阻值，r4为电阻r4的阻值，r5为 电阻r5的阻值，v
in
是dc-dc变换器的输入电压值，即电源vin的电压值，v
out
是dc-dc变换器的输出电压值，r
on
为电阻ron的阻值，c
on
为电容con的容 值。
[0088]
从式中可以看出，导通时间与v
in
成反比，与v
out
成正比，比例系数为 [0089]
本发明设计r1＝2r2，r4＝r5有：
[0090][0091]
在系统刚上电时，v
out
＝0，因此比较器翻转阈值为0，系统会遭遇无法启动 的困境。m4在系统刚上电时提供一定的电流流经r5，使比较器的翻转阈值大 于零，保证系统可以顺利启动。随着系统的启动，输出电压逐渐上升，m4的 栅源电压下降，在系统启动完成后m4管被完全关断。
[0092]
当负载高于阈值i
load,th
时，低功耗模式检测电路输出的lpm信号为低电平， 此时系统工作在正常状态下。当负载低于阈值i
load,th
后，低功耗模式检测电 路输出的lpm信号为高电平，导通时间产生电路中m5管导通，因而电容con在 低功耗模式下并联了一个电容clpm。
[0093]
因此，此时所述导通时间产生器在低功耗模式下生成的导通时间t
on,lpm
为：
[0094][0095]
，式中c
lpm
为电容cplm的容值；假设c
lpm
＝k
·con
，则导通时间可化简 为：
[0096]
t
on，lpm
＝(k+1)
·
t
on
#(24)
[0097]
因此在低功耗模式下，导通时间变为原来的k+1倍，每个开关周期内输入 端传入
的能量变成了k+1倍，开关周期自然也变为正常工作时的k+1倍，以此 达到降低开关损耗和驱动损耗的目的。
[0098]
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而 言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行 多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限 定。