一种基于双极性对称移相调制策略的Buck-BoostLLC变换器

一种基于双极性对称移相调制策略的buck-boost llc变换器
技术领域
1.本发明属于隔离dc-dc变换器领域，更具体地，涉及一种基于双极性对称移相调制策略的buck-boost llc变换器。


背景技术：

2.隔离型dc-dc变换器广泛应用于蓄电池充电、中间总线转换、数据中心电源架构等。为了实现节能和设备小型化，迫切需要提高变换器的转换效率和功率密度。llc谐振变换器非常适合于能实现所有开关器件零电压开关(zero voltage switch，zvs)的高效高频隔离应用，但是，在电压可调的需求下，其磁元件优化的难度和同步整流策略的复杂性使得调节与高频之间存在矛盾。因此非隔离的pwm调节器结合高频llc直流变压器的两级结构被提出。但是，多级变换器效率受到了限制，于是通过桥臂复用技术，后面又提出了集成式的两级拓扑。
3.然而，集成式buck-boost llc变换器在传统调制策略下存在一些问题。首先，其buck桥臂上开关管是无法实现zvs的，这意味着效率和频率不能两全，为保持高效率，buck桥臂上开关管必须降频；其次，由于扼流圈电感的抵消作用，boost桥臂下开关管的zvs需要更大的励磁电流，这意味着更大的变压器气隙，也就意味着更大的涡流损耗；最后，还存在谐振电流失真的问题，给副边同步整流带来了极大的困难。


技术实现要素：

4.针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种基于双极性对称移相调制策略的buck-boost llc变换器，其目的在于提供一种新型的双极性对称移相调制策略，以解决传统调制策略中副边电流不对称的问题，优化集成buck-boost llc变换的性能。
5.为实现上述目的，本发明提供了一种基于双极性对称移相调制策略的buck-boost llc变换器，包括：处理控制单元、变压器以及连接在变压器两侧的原边电路和副边电路；所述原边电路包括前级buck-boost电路和后级llc谐振电路，所述前级buck-boost电路包括四个开关管和扼流圈电感，前两个开关管位于直流母线正、负极之间并构成buck桥臂，后两个开关管位于中间母线、直流母线负极之间并构成boost桥臂，扼流圈电感连接在buck桥臂中点和boost桥臂中点之间，所述后级llc谐振电路连接在boost桥臂中点和直流母线负极之间；所述处理控制单元用于根据变换器的输入电压和输出电压计算buck桥臂上开关管的占空比，再以令扼流圈电感电流在死区的正、负绝对值相同为目标，根据所述占空比、输入功率、开关周期和扼流圈电感值计算boost桥臂和buck桥臂之间的移相角，并根据所述占空比和移相角驱动各开关管，使得输入所述后级llc谐振电路的谐振槽电压为对称电压。
6.更进一步地，所述处理控制单元计算得到的移相角为：
[0007][0008]
其中，θ为所述移相角，d为buck桥臂上开关管的占空比，p
in
为变换器的输入功率，
lf为扼流圈电感值，v
in
为变换器的输入电压，ts为开关管的开关周期。
[0009]
更进一步地，变换器的输入功率p
in
为：
[0010][0011]
其中，i0为扼流圈电感的初始电流。
[0012]
更进一步地，所述处理控制单元计算得到的占空比为：
[0013][0014]
其中，d为buck桥臂上开关管的占空比，n为变压器的变压比，v
out
为变换器的输出电压，v
in
为变换器的输入电压。
[0015]
更进一步地，所述处理控制单元还用于驱动各开关管，使得buck桥臂的两个开关管互补导通且占空比可调，boost桥臂的两个开关管互补导通且占空比固定为0.5。
[0016]
更进一步地，降压模式下，所述处理控制单元用于控制所述buck桥臂上开关管的占空比小于0.5，使得所述前级buck-boost电路工作在buck模式下。
[0017]
更进一步地，升压模式下，所述处理控制单元用于控制所述buck桥臂上开关管的占空比大于0.5，使得所述前级buck-boost电路工作在boost模式下。
[0018]
更进一步地，所述副边电路包括开关管s5、开关管s6和输出滤波电容co；开关管s5和开关管s6共地连接，分别位于变压器副边绕组的两个绕组支路中，构成推挽式整流器；输出滤波电容co并联在所述推挽式整流器的输出端口。
[0019]
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：为buck-boost llc变换器提供一种基于双极性对称移相调制策略，令扼流圈电感电流在死区的正、负绝对值相同为目标设计开关管的占空比和桥臂之间的移相角，使得原边开关管均能实现软开关；扼流圈电流可以反向，对boost桥臂下开关管的软开关有促进作用，该调制策略下，软开关的实现不需要大的励磁电流，故而可以使用无气隙的高频变压器，减小变压器损耗；能使得谐振电流保持正弦对称，副边能实现同步整流，能够在不使用较大品质因数的前提下解决现有拓扑中谐振电流不对称的问题；由于扼流圈电感电流的作用，对流过llc级开关管的电流有一定的抵消作用，可以有效减小开关管的电流有效值，提高变换器的效率。
附图说明
[0020]
图1为本发明实施例提供的基于双极性对称移相调制策略的buck-boost llc变换器的电路结构图；
[0021]
图2为本发明实施例提供的双极性对称移相调制策略的计算流程图；
[0022]
图3为本发明实施例提供的对应拓扑工作于降压模式下的相关波形图；
[0023]
图4为本发明实施例提供的对应拓扑工作于升压模式下的相关波形图；
[0024]
图5为本发明实施例提供的双极性对称移相调制策略用于对应拓扑的仿真波形图；
[0025]
图6为本发明实施例提供的对应拓扑中开关管s3导通时流过s3的电流示意图；
[0026]
图7为本发明实施例提供的对应拓扑下的原边开关管的电流波形图。
具体实施方式
[0027]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0028]
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
[0029]
图1为本发明实施例提供的基于双极性对称移相调制策略的buck-boost llc变换器的电路结构图。参阅图1，结合图2-图7，对本实施例中基于双极性对称移相调制策略的buck-boost llc变换器进行详细说明。
[0030]
基于双极性对称移相调制策略的buck-boost llc变换器包括处理控制单元、变压器以及连接在变压器两侧的原边电路和副边电路。变压器、原边电路和副边电路的连接关系如图1所示，图中未示出处理控制单元。
[0031]
参阅图1，原边电路包括前级buck-boost电路和后级llc谐振电路，前级buck-boost电路包括四个开关管s
1-s4和扼流圈电感lf，前两个开关管s1、s2位于直流母线正、负极之间并构成buck桥臂，后两个开关管s3、s4位于中间母线、直流母线负极之间并构成boost桥臂，扼流圈电感lf连接在buck桥臂中点a和boost桥臂中点b之间，组成前级buck-boost电路。后级llc谐振电路连接在boost桥臂中点b和直流母线负极之间，具体地，开关管s3、s4与谐振电容cr、谐振电感lr、励磁电感lm构成后级llc谐振电路，开关管s3、s4为前级buck-boost电路与后级llc谐振电路共用的开关管，节约了两个开关管。
[0032]
处理控制单元用于根据变换器的输入电压v
in
和输出电压v
out
计算buck桥臂上开关管的占空比d，再以令扼流圈电感电流在死区的正、负绝对值相同为目标，根据占空比d、输入功率p
in
、开关周期ts和扼流圈电感值lf计算boost桥臂和buck桥臂之间的移相角θ，并根据占空比d和移相角θ驱动各开关管，使得输入后级llc谐振电路的谐振槽电压为对称电压。
[0033]
根据本发明的实施例，副边电路包括开关管s5、开关管s6和输出滤波电容co；开关管s5和开关管s6共地连接，分别位于变压器副边绕组的两个绕组支路中，构成推挽式整流器；输出滤波电容co并联在推挽式整流器的输出端口。输入电容ci位于直流母线正负极之间；中间母线电容cm位于中间母线和直流母线负极之间。
[0034]
处理控制单元还用于驱动各开关管，使得buck桥臂的两个开关管(s1、s2)互补导通且占空比可调，boost桥臂的两个开关管(s3、s4)互补导通、占空比固定为0.5且频率固定为谐振频率。开关管s3滞后于开关管s1一个移相角θ。副边整流侧，开关管s5的驱动复制开关管s3的驱动，开关管s6的驱动复制开关管s4的驱动，由此可以确定所有开关管的时序。
[0035]
buck-boost llc变换器有两种工作状态，分别为buck模式和boost模式，即降压模式和升压模式。
[0036]
降压模式下，处理控制单元用于控制buck桥臂上开关管的占空比小于0.5，使得前级buck-boost电路工作在buck模式下，电路的相关波形如图3所示。
[0037]
升压模式下，处理控制单元用于控制buck桥臂上开关管的占空比大于0.5，使得前级buck-boost电路工作在boost模式下，电路的相关波形如图4所示。
[0038]
降压模式和升压模式下，扼流圈电感的电流均可以表示为：
[0039][0040]
其中，i
l
(t)为扼流圈电感的电流，i0为扼流圈电感的初始电流，t为时间，vm为中间母线电压(电容cm上的电压)。
[0041]
同时，为了保证扼流圈电感电流对开关管s3、s4实现软开关的贡献相同，需要满足i
l3
＝-i
l4
＞0，其中，i
l3
为开关管s3导通前扼流圈电感的电流，i
l4
为开关管s4导通前扼流圈电感的电流，如图3和图4所示。由此，可以得到移相角θ和初始电流i0的关系：
[0042]
2lfi0＝θv
in
ts[0043]
通过计算输入功率p
in
的表达式可以得到如下关系：
[0044][0045]
根据以上关系式，可以得到令扼流圈电感电流在死区的正、负绝对值相同时的移相角θ为：
[0046][0047]
其中，θ为移相角，d为buck桥臂上开关管的占空比，p
in
为变换器的输入功率，lf为扼流圈电感值，v
in
为变换器的输入电压，ts为开关管的开关周期。
[0048]
占空比d由变换器的输入电压和输出电压决定，满足以下关系式：
[0049][0050]
其中，d为buck桥臂上开关管的占空比，n为变压器的变压比，v
out
为变换器的输出电压，v
in
为变换器的输入电压。变换控制单元基于上述得到的移相角θ和占空比d驱动各开关管。
[0051]
为了验证本发明实施例的合理性，使用ltspice进行仿真，设定输入电压396v、输出电压24v、功率412w，波形如图5所示。结合图5所示仿真结果，可以看出开关管s4实现zvs且励磁电流较小，同时谐振电流具有良好的正弦性，副边整流侧的s5、s6的电流波形对称。
[0052]
除此之外，本发明实施例中的调制策略还有利于减小电流有效值，如图6所示。以开关管s3为例，其电流由i
l
和ir共同组成，其相关波形如图7所示，谐振槽电流可以表示为：
[0053][0054]
结合前面电感电流的表达式可以计算出相关电流的有效值：
[0055][0056][0057][0058]
其中，i
s1
、i
s2
、i
s3
、i
s4
分别为流过开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4的电流有效值。
[0059]
基于上述表达式可知，电流有效值的计算公式较为复杂，无法直观体现与传统变换器或调制策略的大小关系，以一个实例对其进行了比较，各变换器均在同一个具体的工况下，相关参数和结果如表1所示。
[0060]
表1
[0061]
[0062][0063]
结合表1可知，在一个输入400v/400w的变换器中，在本发明实施例中的双极性对称移相调制策略下，集成buck-boost llc变换器导通损耗仅为单级llc直流变压器的18％，相比单极性调制，其优势更加明显，损耗仅为其8％，证明本发明实施例中的调制策略有利于减小原边开关管的导通损耗。
[0064]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。