一种弱电网下LCL型并网逆变系统的高稳定性控制方法与流程

一种弱电网下lcl型并网逆变系统的高稳定性控制方法
技术领域
1.本发明涉及光伏并网逆变控制技术领域，具体涉及一种弱电网下lcl型并网逆变系统的高稳定性控制方法，适用于弱电网、高阻抗并网条件。


背景技术：

2.分布式发电系统是通过电力电子转换装置将发电源与负载和电网连接在一起。因分布式发电渗透率增加、长距离输电线路阻抗以及变压器漏感等因素，使得接入电网刚性弱化，电网阻抗对并网逆变器的影响不可忽略。电网出现较大阻抗时，电网刚性将会变弱。因此，并网逆变器控制设计不能将并网条件同于传统理想大电网。
3.一般情况下认为，系统短路比值(short circuit ratio，scr)的值在10以下的并网系统为弱电网，且比值越小电网强度越弱。并网逆变器作为分布式发电系统和大网连接的“桥梁”是分布式发电接入电网的核心，其是否稳定运行直接影响着整个系统的稳定性，其在非理想电网条件下稳定性也对dpgs的发展起着关键作用。常规分布式并网逆变器都是在理想电网参数条件下进行设计的，认为交流电网理想电网，电网阻抗和波动不在设计的考虑范围内。然而弱电网条件下，交流电网系统存在的阻抗不能忽略，电网电压中因存在背景谐波而产生波动，电网频率也会产生一定的震荡。上述情况会使并网逆变器控制带宽、稳定裕度、开环增益等多方面性能发生改变，从而引发分布式并网发电系统的输出电能质量下降。并网逆变器在电网阻抗相对较大时甚至会出现失稳现象，引发谐波震荡、线路发热、设备干扰、继保装置误动作等，甚至产生一系列严重后果。
4.综上所述，弱电网条件对分布式光伏并网逆变器的稳定运行有着巨大挑战，现有的并网逆变器控制策略无法满足系统稳定性和鲁棒性的要求，因此，研发能适应弱电网条件的高效、可靠的并网型光伏逆变器有很大的现实意义。


技术实现要素：

5.本发明的目的是：克服现有常规并网逆变器在弱电网环境下容易出现不稳定情况的问题，提供一种弱电网下lcl型并网逆变系统的高稳定性控制方法，基于自适应二阶谐振积分器有源阻尼反馈和双二阶自适应滤波器分序锁相环，提高弱电网条件下高阻抗和电网波动给并网逆变系统稳定性和鲁棒性。
6.为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：一种弱电网下lcl型并网逆变系统的高稳定性控制方法，包括以下步骤：
7.s1、弱电网条件下，基于三相lcl型光伏并网逆变器系统的数学模型，在考虑电网阻抗基础上采用电流电压双环控制策略，构建lcl型并网逆变器主电路及控制结构模型，选用二阶比例谐振控制器作为电流外环控制gi(s)，并引入系统延时转换器gu(s)，且电网系统阻抗只考虑电网阻抗lg；
8.s2、根据上述步骤s1中构建的结构模型，得到含有滤波器电容电流反馈有源阻尼的控制传递模型，将传统lcl型滤波器电容电流为反馈量的有源阻尼由公共耦合点电压u
pcc
和并网电流i2两个状态量所代替，经等效变换得到并网逆变器有源阻尼控制模型，并以并网电流i2和公共耦合点电压u
pcc
作为反馈量的前馈控制；
9.s3、根据上述步骤s2中等效变换的并网逆变器有源阻尼控制模型，经计算得到并网电流反馈函数hg＝hc*c(l2+lg)s2为二阶微分环节，在滤波器阻尼设计中纯微分项在物理等效电路中不能实现，因此采用二阶谐振积分器作为并网电流有源阻尼策略的反馈函数h(s)，得到未考虑电网电压前反馈的并网电流有源阻尼控制环路模型，经计算得到lcl滤波器开环传递函数g
lcl
(s)和有源阻尼环路增益t
ol
(s)；
10.s4、根据上述步骤s2中等效变换的并网逆变器有源阻尼控制模型，经简化得到并网逆变器的简化等效控制传递模型，计算得到并网电流i2的函数表达式，电网阻抗在相对较高的频率处表现出感应特性，根据阻抗比判据原理可知系统中zg/z0满足奈奎斯特稳定判据，将公共耦合点电压u
pcc
作为反馈量的电网电压前馈控制代入到逆变器输出阻抗z0(s)中，得到并网逆变器等效电流源模型，
11.采用并联虚拟阻抗z
0*
，使并网逆变器输出的等效阻抗z0′
(s)趋向于无穷大，得到并联虚拟阻抗的电流源模型，简化后得到加入虚拟阻抗的简化控制模型，将并联虚拟阻抗反馈作用点前移，得到含有并联虚拟阻抗的并网逆变器控制模型，根据逆变器输出阻抗z0(s)计算结果可知中含有超前环节，在并联虚拟阻抗反馈作用点前移的过程中省略超前环节，最终得到反馈函数gv(s)，完成前馈阻抗校正；
12.s5、根据上述步骤s1中构建的结构模型，基于传统的二阶广义积分滤波器在调节系数中加入阻尼系数k，反馈中加入1/k，得到自适应二阶广义积分滤波器表达模型；
13.s6、针对在非理想电网中的电网扰动、谐波和不平衡，基于传统锁相环，以上述步骤s5中的自适应二阶广义积分滤波器实现90度相移和滤波，利用对称分量法进行不平衡电网中的正序分量提取，最终实现锁相，得到双二阶广义积分滤波器的同步分序锁相环模型。
14.所述步骤s1中，系统延时转换器gu(s)的表达式为：
15.式中，和gd(s)分别作为计算延时和采样延时，ts为采样周期；
16.电流外环控制gi(s)的表达式为：式中，k
p
是比例系数，kr为二阶谐振系数，ω0为电网基波频率，s为复变量拉普拉斯变换后的输入变量，ξ0为有源阻尼系数，ωi为谐振带宽频率，根据gb/t15945《电能质量电力系统频率允许偏差》标准中规定，频率偏差不超过
±
0.5hz，为适应电网基波频率
±
1％的波动，故取ωi＝0.01*2πf
0 rad/s。
17.所述步骤s3中，并网电流反馈函数hg＝hc*c(l2+lg)s2中，hc为滤波器电容电流有源阻尼反馈函数；
18.反馈函数h(s)的表达式为：其中k为反馈函数的增益系数，ξ为阻尼系数，ωn为自然频率，s为复变量拉普拉斯变换后的输入变量；
19.开环传递函数g
lcl
(s)的表达式为：
20.式中，i2(s)为并网电流，u
inv
(s)为逆变器输出电压，l1为逆变侧电感电抗，l2为并网侧电感电抗，c为滤波器电容，ωr为二阶谐振频率，lg为电网阻抗，lg的一般取值范围为0～0.1pu，对应的电网短路比最大为10，lg的表达式为
21.环路增益表达式为：
[0022][0023]
式中，k
pwm
为控制信号域实测信号的比值。
[0024]
所述步骤s4中，并网电流i2的函数表达式为：
[0025]
式中，i
ref
为逆变器输出基准值，hi为电流环反馈函数，传递函数g1(s)、g2(s)的表达式分别为：
[0026][0027]
根据诺顿定理分析，将并网逆变器等效为电流源并联电阻，其中，逆变器输出等效电流is(s)的表达式为：逆变器输出阻抗z0(s)的表达式为：
[0028][0029]
根据奈奎斯特稳定判据，将公共耦合点电压u
pcc
＝i2(s)zg(s)+ug，式中，ug为电网电压，zg为电网阻抗；代入到逆变器输出阻抗z0(s)中，得到的并网逆变器等效电流源模型i2(s)的表达式为：
[0030]
并联虚拟阻抗z
0*
在理想状况下的理论取值为：即
[0031]
反馈函数gv(s)的表达式为：l1为逆变器侧电感电抗。
[0032]
所述步骤s6中，三相电网电压u
ab
的正序分量可表示为：其中分序矩阵
[0033]
两相静止坐标系下的电压的表达式为：
[0034]
式中，[t
αβ
]是clark变换矩阵，q＝e-jπ/2
，对输入电压信号进行90度的相移和运算，完成系统电压正序分量的提取。
[0035]
本发明的有益效果是：
[0036]
1)本发明采用二阶广义积分的双并网电流环反馈有源阻尼策略，构建自适应二阶谐振积分器有源阻尼反馈函数，比例谐振函数作为电流环控制器，并对控制系统进行了虚拟阻抗校正，设计了电压前馈控制器，实现虚拟阻抗校正和双并网电流环有源阻尼相结合的控制策略；此方法是通过对传统lcl型滤波器电容电流有源阻尼策略的作用点前移，由并网电流和公共耦合点电压等效替换，该方法在达到良好阻尼效果的同时，能减少硬件中测量装置的使用，节约硬件成本。
[0037]
2)本发明根据等效模型选择二阶谐振积分器有源阻尼反馈函数，选择比例谐振控制器作为电流环控制器函数，设计了基于双二阶自适应滤波器的分序锁相环模型；在matlab/simulink中搭建仿真实验，仿真结果表明：理论推导和设计方案合理有效，该控制策略能够保证系统稳定性和鲁棒性，适用于弱电网、高阻抗的并网条件。
附图说明
[0038]
图1为本发明步骤s1中lcl型并网逆变器主电路及控制结构示意图；
[0039]
图2为本发明步骤s2中等效转换的并网逆变器有源阻尼控制模型框图；
[0040]
图3为本发明步骤s3中未考虑电网电压前反馈的并网电流有源阻尼控制环路模型框图；
[0041]
图4为本发明步骤s3中有源阻尼开环传递函数的频率响应曲线图；
[0042]
图5为本发明步骤s4中并网逆变器的简化等效控制传递模型框图；
[0043]
图6为本发明步骤s4中系统输出阻抗z0频率响应曲线图；
[0044]
图7为本发明步骤s4中并网逆变器等效电流源模型框图；
[0045]
图8为本发明步骤s4中并联虚拟阻抗的电流源模型框图；
[0046]
图9为本发明步骤s4中加入虚拟阻抗的简化控制模型框图；
[0047]
图10为本发明步骤s4中含有并联虚拟阻抗的并网逆变器控制模型框图；
[0048]
图11为本发明步骤s5中自适应二阶广义积分滤波器表达模型图；
[0049]
图12为本发明步骤s5中不同k值下与调整阻尼系数时不同k值下自适应二阶广义积分滤波器的单位阶跃响应曲线对比图；
[0050]
图13为本发明步骤s5中ξ值变化时与k值变化时的自适应二阶广义积分滤波器伯德对比图；
[0051]
图14为本发明步骤s6中双二阶广义积分滤波器的同步分序锁相环模型图；
[0052]
图15为本发明步骤s6中传统锁相环与同步分序锁相环的频率输出对比图；
[0053]
图16为本发明仿真实验中并网逆变器输出功率渐变和突变时并网电流和电压变化情况图；
[0054]
图17为本发明仿真实验中并网逆变器侧直流母线电压的稳定情况和调制深度曲线图；
[0055]
图18为本发明仿真实验中控制器中电流信号对比值和并网逆变器功率输出曲线图；
[0056]
图19为本发明仿真实验中传统有源阻尼控制与本系统控制策略的并网电流谐波含量对比图；
[0057]
图20为本发明仿真实验中传统与本系统电网阻抗增大时的逆变器电流电压输出波形对比图；
[0058]
图21为本发明半实物仿真实验中并网逆变器的输出结果图。
具体实施方式
[0059]
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的解释说明。
[0060]
实施例：如图1-21所示，本发明所述的一种弱电网下lcl型并网逆变系统的高稳定性控制方法，包括以下步骤：
[0061]
s1、弱电网条件下，基于三相lcl型光伏并网逆变器系统的数学模型，在考虑电网阻抗基础上采用电流电压双环控制策略，构建lcl型并网逆变器主电路及控制结构模型(如图1所示)，图1中l1为逆变器侧电感电抗；l2为并网侧电感电抗；lg为电网阻抗，r1、r2为寄生电阻，u
abc
为逆变器输出电压，u
cabc
为滤波电容电压，u
gabc
为电网侧电压，i
abc
为逆变器侧电流，i
cabc
为滤波器电容电流，i
2abc
为并网侧电流；考虑到稳定性最差的情况，l1、l2的内阻r1、r2极小忽略不计，电网系统阻抗只考虑电网阻抗lg。
[0062]
选用二阶比例谐振控制器作为电流外环控制gi(s)，并引入系统延时转换器gu(s)，系统延时转换器gu(s)的表达式为：
[0063]
式中，和gd(s)分别作为计算延时和采样延时，ts为采样周期；
[0064]
电流外环控制gi(s)的表达式为：式中，k
p
是比例系数，kr为二阶谐振系数，ω0为电网基波频率，s为复变量拉普拉斯变换后的输入变量，ξ0为有
源阻尼系数，ωi为谐振带宽频率，根据gb/t15945《电能质量电力系统频率允许偏差》标准中规定，频率偏差不超过
±
0.5hz，为适应电网基波频率
±
1％的波动，故取ωi＝0.01*2πf
0 rad/s。
[0065]
s2、根据上述步骤s1中构建的结构模型，得到含有滤波器电容电流反馈有源阻尼的控制传递模型，将传统lcl型滤波器电容电流为反馈量的有源阻尼由公共耦合点电压u
pcc
和并网电流i2两个状态量所代替，经等效变换得到并网逆变器有源阻尼控制模型(如图2所示)，并以并网电流i2和公共耦合点电压u
pcc
作为反馈量的前馈控制。
[0066]
图2中，gi(s)为电流外环控制器，k
pwm
为控制信号域实测信号的比值，hi为电流环反馈函数，hg为并网电流反馈函数，gv(s)为最终反馈函数。
[0067]
此控制方法可以省去对滤波器电容电流的测量装置，以节硬件约成本。而且其控制策略是通过滤波器电容流有源阻尼控制策略变换而来，也不会损失其稳定带宽。
[0068]
s3、根据上述步骤s2中等效变换的并网逆变器有源阻尼控制模型，经计算得到并网电流反馈函数hg＝hc*c(l2+lg)s2为二阶微分环节，式中hc为滤波器电容电流有源阻尼反馈函数，在滤波器阻尼设计中纯微分项在物理等效电路中不能实现，因此为实现在低频段与微分项具有相同作用，采用二阶谐振积分器作为并网电流有源阻尼策略的反馈函数h(s)，得到未考虑电网电压前反馈的并网电流有源阻尼控制环路模型(如图3所示)。
[0069]
反馈函数h(s)的表达式为：其中k为反馈函数的增益系数，ξ为阻尼系数，ωn为自然频率，s为复变量拉普拉斯变换后的输入变量。
[0070]
经计算得到lcl滤波器开环传递函数g
lcl
(s)和有源阻尼环路增益t
ol
(s)，开环传递函数g
lcl
(s)的表达式为：
[0071]
式中，i2(s)为并网电流，u
inv
(s)为逆变器输出电压，l1为逆变侧电感电抗，l2为并网侧电感电抗，c为滤波器电容，ωr为二阶谐振频率，lg为电网阻抗，lg的一般取值范围为0～0.1pu，对应的电网短路比最大为10，lg的表达式为
[0072]
系统在谐振频率处的相频特性会发生突变，因此为了保证系统的稳定，需要考虑系统阻抗影响的最差的情况。并网逆变器控制系统分为电流控制环和有源阻尼环，其中控制器gi(s)正常情况下都是稳定的，所以有源阻尼环的稳定整个系统的关键。根据有源阻尼控制策略控制框图，可以得出有源阻尼环路增益t
ol
(s)。
[0073]
环路增益t
ol
(s)表达式为：
[0074][0075]
式中，k
pwm
为控制信号域实测信号的比值。
[0076]
有源阻尼开环传递函数幅频和相频特性曲线如图4所示，图中有源阻尼环的幅频曲线在谐振频率处有较高峰值，且相频特性发生180
°
的相位突变，根据奈奎斯特稳定判据可知，有源阻尼环传递函数幅值为0db时，相频特性曲线未穿越-180
°
线。由此表明有源阻尼环的设计合理，也证明了阻尼函数h(s)的选择是正确的。
[0077]
s4、根据上述步骤s2中等效变换的并网逆变器有源阻尼控制模型，经简化得到并网逆变器的简化等效控制传递模型(如图5所示)，计算得到并网电流i2的函数表达式，并网电流i2的函数表达式为：
[0078]
式中，i
ref
为逆变器输出电流基准值，hi为电流环反馈函数，传递函数g1(s)、g2(s)的表达式分别为：
[0079][0080]
根据诺顿定理分析，将并网逆变器等效为电流源并联电阻，其中，逆变器等效输出电流is(s)的表达式为：逆变器输出阻抗z0(s)的表达式为：
[0081][0082]
电网阻抗在相对较高的频率处表现出感应特性，从而危及zg/z0的稳定控制。根据阻抗比判据可知系统稳定性必须满足两个条件：一是强电网条件下并网逆变器系统稳定；二是zg/z0满足奈奎斯特稳定判据。
[0083]
如图6所示的系统输出阻抗z0频率响应曲线图，在频率小于f1时，zg小于z0，此时的zg/z0恒小于1，奈奎斯特曲线不会绕过(-1,0)，所以系统稳定性主要取决于zg大于z0的频率响应部分。分析图可知，f2和f3之间的区域是系统稳定裕度最差的情况，此处的相角差如果能保证在-180
°
以上，则系统能够稳定。
[0084]
根据阻抗比判据原理可知系统中zg/z0满足奈奎斯特稳定判据，将公共耦合点电压u
pcc
＝i2(s)zg(s)+ug，式中，ug为电网电压，zg为电网阻抗；代入到逆变器输出阻抗z0(s)中，得到并网逆变器等效电流源模型i2(s)的表达式为：
[0085][0086]
并网逆变器等效电流源模型(如图7所示)，在图7中可以明显的观察到逆变器系统输出阻抗和电网阻抗对并网逆变器功率输出的影响。
[0087]
采用并联虚拟阻抗z
0*
，使并网逆变器输出的等效阻抗z0′
(s)趋向于无穷大，以削弱电网阻抗对并网逆变器的影响，得到并联虚拟阻抗的电流源模型(如图8所示)，简化后得到加入虚拟阻抗的简化控制模型(如图9所示)，
[0088]
并联虚拟阻抗z
0*
在理想状况下的理论取值为：即
[0089]
将并联虚拟阻抗反馈作用点前移，得到含有并联虚拟阻抗的并网逆变器控制模型(如图10所示)，根据逆变器输出阻抗z0(s)计算结果可知中含有超前环节(滞后环节的倒数)，在并联虚拟阻抗反馈作用点前移的过程中省略超前环节，最终得到反馈函数gv(s)，完成前馈阻抗校正。
[0090]
反馈函数gv(s)的表达式为：l1为逆变器侧电感电抗。
[0091]
s5、根据上述步骤s1中构建的结构模型，基于传统的二阶广义积分滤波器在调节系数中加入阻尼系数k，反馈中加入1/k，理论上能保证超调和稳定时间的调节互不干扰，得到自适应二阶广义积分滤波器表达模型(如图11所示)。
[0092]
如图12所示为不同k值下与调整阻尼系数时不同k值下自适应二阶广义积分滤波器的单位阶跃响应曲线对比图，通过对比图可知，自适应二阶广义积分滤波器k值只影响超调，对稳定的响应时间没有影响，通过(a)和(b)的对比可以看出阻尼比只会影响稳定响应时间。
[0093]
如图13所示为ξ值变化时与k值变化时的自适应二阶广义积分滤波器伯德对比图，图(a)显示阻尼系数的变化会影响低频段和高频段的幅值，相频曲线也会有明显的变化；而图(b)中k值的变化只会对幅值有影响，对相频特性没有影响。因此，在本系统应用中需要综合考虑参数对系统的影响，使得系统达到较好的稳定性能。
[0094]
s6、针对在非理想电网中的电网扰动、谐波和不平衡，基于传统锁相环，以上述步骤s5中的自适应二阶广义积分滤波器实现90度相移和滤波，利用对称分量法进行不平衡电网中的正序分量提取，最终实现锁相，得到双二阶广义积分滤波器的同步分序锁相环模型(如图14所示)。
[0095]
三相电网电压u
abc
的正序分量可表示为：其中分序矩阵
[0096]
两相静止坐标系下的电压的表达式为：
[0097]
式中，
[t
αβ
]是clark变换矩阵，q＝e-jπ/2
，对输入电压信号进行90度的相移和运算，完成系统电压正序分量的提取，其中，二阶广义积分器可以实现相角偏移和高次谐波滤除。
[0098]
如图15所示为传统锁相环与同步分序锁相环的频率输出对比图，在并网系统中存在波动时，在传统pi锁相环控制的输出频率在50hz附近有明显的震荡。而双二阶广义积分滤波器的分序锁相环，虽然在启动阶段有一定的波动，但是稳定后的锁相精度较为精准，性能明显提高。
[0099]
仿真实验及结果分析：
[0100]
如下表1为并网逆变器在搭建实验系统时的参数值表。
[0101][0102]
在光伏发电中，功率的输出可能会出现多种情况的变化，仿真实验中模拟了功率输出渐变和功率突变两种极端情况，经升压后的并网电压电流输出结果如图16所示，图中(a)、(b)分别为并网逆变器输出功率渐变和突变时并网电流和电压变化情况，尤其在突变时电流波动仍然较小，结果证明了逆变器具有较好稳定性和鲁棒性。
[0103]
并网逆变器侧直流母线电压的稳定情况和调制深度曲线如图17所示，可以看出有良好的稳定性，其中为了更加清晰的反映其逆变器直流侧母线电压稳定对其测量值进行了平均值处理，如图17中小窗口部分，能反映其稳定。
[0104]
如图18所示，并网逆变器控制器中dq坐标系下的指令电流和输出参考电流的稳态误差如图(a)为控制器中电流信号对比结果值，根据控制器中参考电流的变化情况，逆变器输出功率图(b)与图(a)系统控制器指令值对比，可知在多种工况下功率输出均稳定。
[0105]
如图19所示，图中(a)、(b)分别为传统有源阻尼控制与本系统控制策略的并网电流质量傅里叶谐波含量分析，对比图可知由本系统设计的控制器得到的并网电流谐波含量更少，效果更好。
[0106]
如图20所示，图中(a)、(b)分别为传统与本系统电网阻抗增大时的逆变器电流电压输出波形对比图，当电网阻抗升高时，传统电流输出会出现周期性波动，而以加入本系统中提出的有源阻尼和前馈补偿策略后，并网电流的输出情况无明显波动，说明了系统设计合理有效。
[0107]
半实物实验与结果：
[0108]
半实物实验平台控制核心是以tms320f28335为控制芯片的最小系统，通过在rt-lab实验平台上进行并网逆变器部分的输出结果验证。
[0109]
如图21所示为半实物仿真实验中并网逆变器的输出结果图，图中(a)、(b)分别为
相电网电压和电流结果图和网侧三相输出电流结果图，图中(a)中可以看出单行电压和电流单相一致，系统中只存在有功电流，图中(b)中三相电流输出波形也有较好效果。上文中的谐波含量图也说明了并网电流电压能够满足并网指标，仿真结果能够证明本发明中控制器在弱电网下有较好的稳定性。
[0110]
本发明针对弱电网下电网阻抗增加及小信号扰动对并网逆变器系统中锁相环、lcl滤波器的影响，采用二阶广义积分的双并网电流环反馈有源阻尼策略，构建自适应二阶谐振积分器有源阻尼反馈函数，比例谐振函数作为电流环控制器，并对控制系统进行了虚拟阻抗校正，设计了电压前馈控制器；设计了基于双二阶自适应滤波器分序锁相环；经过论证，加入合理的虚拟阻抗校正，在达到良好阻尼效果的同时，能减少硬件中测量装置的使用，节约硬件成本，该控制策略能够保证系统稳定性和鲁棒性。
[0111]
以上所述，仅用以说明本发明的技术方案而非限制，本领域普通技术人员对本发明的技术方案所做的其他修改或者等同替换，只要不脱离本发明技术方案的精神和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。