具有超低压差的NMOS管输出电路的制作方法

具有超低压差的nmos管输出电路
技术领域
1.本发明涉及一种具有超低压差的nmos管输出电路。


背景技术：

2.用于稳压电源的nmos管输出电路大都采用传统的由误差放大器构成的线性稳压结构输出电路，该电路虽然能够在电源电压vdd足够高时正常工作并输出稳定的电压，但是由于这种电路工作时需要一定的低压差才能保证输出电压稳定，因此在电源电压vdd较低时，该电路的nmos输出管就不能正常开启输出稳定的电压，无法为负载提供稳定的电能。
3.现有超低压差nmos管输出电路，虽然可以在电源电压vdd较低时正常输出稳定电压，但是其电路结构复杂，而且其电路中所有的模块都是利用电源电压vdd统一供电，由于外部电源电压vdd会出现高压的情况，所以要求这些nmos管输出电路中的所有模块器件均须采用高压器件，使用可靠性较差，同时由于需要全部采用高压器件制造，这样就增加了器件的体积和电路成本，不利于电路大量生产。


技术实现要素：

4.本发明的发明目的在于提供一种具有超低压差的nmos管输出电路，能够实现在电源电压宽范围内稳定输出电压，且电路结构简单合理，使用可靠性强。
5.实现本发明目的的技术方案：
6.一种具有超低压差的nmos管输出电路，包括nmos输出管，所述nmos输出管的漏极接供电端(vdd),还包括：
7.启动电路单元，所述启动电路单元一端接供电端(vdd)，另一端连接所述nmos输出管的栅极，所述启动电路单元用于在nmos管输出电路工作初期，对所述nmos输出管的栅极充电；
8.电荷泵单元，所述电荷泵单元的第一端接所述nmos输出管的栅极，所述电荷泵单元的第二端连接nmos管输出电路的输出端(vout)，所述输出端(vout)接所述nmos输出管的源极，所述电荷泵单元用于控制所述nmos输出管的栅-源极间电压。
9.进一步地，包括误差放大单元和电压采样单元，所述误差放大单元、电压采样单元、电荷泵单元和nmos输出管共同构成负反馈电路，用于控制输出端(vout)电压稳定在设定值；
10.所述电压采样单元用于采样输出端(vout)电压，将采样信号输入至所述误差放大单元反相输入端；所述误差放大单元同相输入端接基准电压源(vref)，所述误差放大单元输出端接nmos输出管栅极、电荷泵单元第一端之间的公共端。
11.进一步地，包括电压钳位单元，所述电压钳位单元分别与nmos输出管栅极和源极连接，所述电压钳位单元用于对nmos输出管栅-源极间电压钳制。
12.进一步地，启动电路单元和电荷泵单元均设有使能端，当所述电荷泵单元启动时，所述启动电路单元关闭。
13.进一步地，输出端(vout)接电荷泵单元和误差放大单元的供电端，输出端(vout)同时为电荷泵单元和误差放大单元供电。
14.进一步地，电压采样单元包括第一电阻(r1)和第二电阻(r2)，第一电阻(r1)和第二电阻(r2)串联，第一电阻(r1)第一端接nmos输出管源极和输出端(vout)，第一电阻(r1)第二端接第二电阻(r2)第一端，第二电阻(r2)第二端接地；第一电阻(r1)和第二电阻(r2)之间的公共端接误差放大单元反相输入端。
15.进一步地，供电端(vdd)电压低于设定的电压阈值vm时，仅电荷泵单元工作，所述电荷泵单元对nmos输出管栅极充电，使nmos输出管完全导通，输出端(vout)电压等于供电端(vdd)电压。
16.进一步地，设定的电压阈值vm＝vref*[(r1+r2)/r1]，式中，vref为基准电压源(vref)输出电压，r1为第一电阻(r1)阻值，r2为第二电阻(r2)阻值。
[0017]
进一步地，电荷泵单元对nmos输出管栅极充电，直至nmos输出管栅-源极间电压vg-s＝(n
×
vout-n
×
vbe)≤v(g-s)m，式中，n为电荷泵单元倍压系数，vout为输出端(vout)的电压，vbe为电荷泵单元内部二极管的正向导通电压，v(g-s)m为nmos输出管的栅-源极最大耐压。
[0018]
进一步地，供电端(vdd)电压等于或大于设定的电压阈值vm时，电荷泵单元和误差放大单元工作，使输出端(vout)电压等于设定的电压阈值vm。
[0019]
本发明具有的有益效果：
[0020]
本发明包括启动电路单元，所述启动电路单元一端接供电端(vdd)，另一端连接所述nmos输出管的栅极，所述启动电路单元用于在nmos管输出电路工作初期，对所述nmos输出管的栅极充电；电荷泵单元，所述电荷泵单元的第一端接所述nmos输出管的栅极，所述电荷泵单元的第二端连接nmos管输出电路的输出端(vout)，所述输出端(vout)接所述nmos输出管的源极，所述电荷泵单元用于控制所述nmos输出管的栅-源极间电压。本发明能够在电源电压(供电端vdd)电压较低时利用电荷泵单元将所述nmos输出管的栅极抬升到足够高的电压，使所述nmos输出管处于完全导通状态，所述nmos输出管的输出端电压vout等于供电端vdd电压，此时低压差为零，从而实现在电源电压宽范围内稳定输出电压，且电路结构简单合理，使用可靠性强。
[0021]
本发明包括误差放大单元和电压采样单元，所述误差放大单元、电压采样单元、电荷泵单元和nmos输出管共同构成负反馈电路，用于控制输出端(vout)电压稳定在设定值；所述电压采样单元用于采样输出端(vout)电压，将采样信号输入至所述误差放大单元反相输入端；所述误差放大单元同相输入端接基准电压源(vref)，所述误差放大单元输出端接nmos输出管栅极、电荷泵单元第一端之间的公共端。本发明能够在供电端vdd电压较高时启用所述误差放大单元，其中所述误差放大单元、所述电压采样单元、所述电荷泵单元以及所述nmos输出管共同构成电压串联负反馈系统，使得输出端(vout)电压稳定在设定值，进一步保证在电源电压宽范围内稳定输出电压，且电路结构简单合理，使用可靠性强。
[0022]
本发明包括电压钳位单元，所述电压钳位单元分别与nmos输出管栅极和源极连接，所述电压钳位单元用于对nmos输出管栅-源极间电压钳制。本发明通过电压钳位单元能够对所述nmos输出管的栅-源极钳位，防止所述nmos输出管的栅-源极电压差过大，造成所述nmos输出管损坏。
[0023]
本发明输出端(vout)接电荷泵单元和误差放大单元的供电端，输出端(vout)同时为电荷泵单元和误差放大单元供电。本发明利用电路中的nmos管输出端电压vout给电荷泵单元和误差放大单元供电，从而不会受到电源vdd的高电压影响，因此该电路中所包含的电荷泵单元以及误差放大单元都可以选用低压器件组成，这样既可以提高器件的使用可靠性，又可以减小器件的体积节省电路成本。
附图说明
[0024]
图1是本发明具有超低压差的nmos管输出电路原理图；
[0025]
图2是本发明输出电压vout随电源电压vdd变化示意图；
[0026]
图3是本发明输出电压vout随电源电压vdd变化具体实例示意图。
具体实施方式
[0027]
下面结合附图所示的各实施方式对本发明进行详细说明，但应当说明的是，这些实施方式并非对本发明的限制，本领域普通技术人员根据这些实施方式所作的功能、方法、或者结构上的等效变换或替代，均属于本发明的保护范围之内。
[0028]
如图1所示，本发明具有超低压差的nmos管输出电路包括nmos输出管(nmos管)，所述nmos输出管的漏极接供电端vdd,还包括:
[0029]
启动电路单元，所述启动电路单元一端接供电端vdd，另一端连接所述nmos输出管的栅极，所述启动电路单元用于在nmos管输出电路工作初期，对所述nmos输出管的栅极充电；
[0030]
电荷泵单元，电荷泵单元是由环形振荡器、倍压电路以及稳压电路三部分构成简易电荷泵单元，此为现有技术。所述电荷泵单元的第一端接所述nmos输出管的栅极，所述电荷泵单元的第二端连接nmos管输出电路的输出端vout，所述输出端vout接所述nmos输出管的源极，所述电荷泵单元用于控制所述nmos输出管的栅-源极间电压。电荷泵单元对nmos输出管栅极充电，直至nmos输出管栅-源极间电压vg-s＝(n
×
vout-n
×
vbe)≤v(g-s)m，式中，n为电荷泵单元倍压系数，vout为输出端(vout)的电压，vbe为电荷泵单元内部二极管的正向导通电压，该二极管是电荷泵单元倍压电路的二极管，在电荷泵中起单向导通倍压的作用，v(g-s)m为nmos输出管的栅-源极最大耐压。所述电荷泵单元是由输出端vout供电，当所述电荷泵单元输出电压未达到预设的稳压电压时，所述电荷泵内部的环形振荡器和倍压电路的正反馈作用会将所述电荷泵单元的输出电压持续抬升到最高电压为(n
×
vout-n
×
vbe)，当所述电荷泵输出电压达到稳压电压时，电荷泵内部的稳压电路会将电荷泵的输出电压稳定在预设的恒定电压值。同时由于所述电荷泵单元是为所述nmos管的栅极充电升压，而所述nmos管栅极电容很小，因此本发明中所设计的所述电荷泵单元的充电电流较小，功耗极低，而且所述电荷泵单元还具有工作电压低的特点，在极低的电压下便可以正常启动工作。因此由于所述电荷泵单元的充电升压作用，当所述电荷泵单元输出电压未达到预设的稳压值时，还会继续将所述nmos输出管的栅极电压vg抬升，使得所述nmos管逐渐进入深度线性区，达到完全导通状态，最终使所述输出端电压vout等于vdd；当所述电荷泵单元输出电压达到稳压值时，所述电荷泵内部的稳压电路会将电荷泵的输出电压稳定在预设的恒定电压值。
[0031]
包括误差放大单元和电压采样单元，所述误差放大单元、电压采样单元、电荷泵单元和nmos输出管共同构成负反馈电路，用于控制输出端vout电压稳定在设定值。所述电压采样单元用于采样输出端vout电压，将采样信号输入至所述误差放大单元(比较器opa)反相输入端；所述误差放大单元(比较器opa)同相输入端接基准电压源vref，所述误差放大单元输出端接nmos输出管栅极、电荷泵单元第一端之间的公共端vfb。电压采样单元包括第一电阻r1和第二电阻r2，第一电阻r1和第二电阻r2串联，第一电阻r1第一端接nmos输出管源极和输出端vout，第一电阻r1第二端接第二电阻r2第一端，第二电阻r2第二端接地；第一电阻r1和第二电阻r2之间的公共端接误差放大单元反相输入端。
[0032]
包括电压钳位单元，所述电压钳位单元分别与nmos输出管栅极和源极连接，所述电压钳位单元用于对nmos输出管栅-源极间电压钳制。
[0033]
启动电路单元和电荷泵单元均设有使能端en，当所述电荷泵单元启动时，所述启动电路单元关闭。输出端vout接电荷泵单元和误差放大单元的供电端，输出端vout同时为电荷泵单元和误差放大单元供电。
[0034]
供电端vdd电压低于设定的电压阈值vm时，仅电荷泵单元工作，所述电荷泵单元对nmos输出管栅极充电，使nmos输出管完全导通，输出端vout电压等于供电端vdd电压。设定的电压阈值vm＝
[0035]
vref*[(r1+r2)/r1]，式中，vref为基准电压源(vref)输出电压，r1为第一电阻(r1)阻值，r2为第二电阻(r2)阻值。供电端vdd电压等于或大于设定的电压阈值vm时，电荷泵单元和误差放大单元工作，使输出端vout电压等于设定的电压阈值vm。
[0036]
下面进一步详细说明本发明工作原理。
[0037]
在刚上电时，首先将所述使能端en拉高到一个高电平(例如en＝3v)，打开所述启动电路单元以及所述电荷泵单元的使能，使其可以正常工作，
[0038]
然后由所述启动电路单元给所述nmos输出管的栅极充电，当所述nmos输出管的栅极电压vg升高到开启阈值电压vth时，所述nmos输出管开始导通，所述输出端vout电压随着所述nmos输出管的栅极电压vg上升而上升，
[0039]
然后当所述输出端vout电压升高到所述电荷泵单元工作电压vp后，所述电荷泵单元开始工作，同时关闭所述启动电路单元(控制单元)，
[0040]
所述电荷泵单元会将所述nmos输出管的栅极电压快速抬升，因此所述输出端vout电压也会跟着快速升高，其vout＝vg-vth。
[0041]
在完成上述启动之后，接下来将会出现以下三种情况：
[0042]
(1)第一种情况：电源电压vdd＜vm。
[0043]
在这种情况下，所述误差放大单元未启动，仅仅由所述电荷泵单元的输出持续给所述nmos输出管的栅极充电，其电压充到：vg-s＝(n
×
vout-n
×
vbe)≤v(g-s)m。其中v(g-s)m为所述nmos输出管的栅-源极最大耐压。同时由于所述电压钳位单元的作用，可以保证在所述nmos管栅源之间的电压可控，完全能够避免由于所述nmos管的栅源之间电压差过大而发生击穿损坏的问题。
[0044]
由于所述电荷泵单元的持续充电，此时vg-s电压远高于所述电源电压vdd，因此所述nmos输出管相当于一个开关管，处于完全导通状态，所述nmos输出管的输出端电压vout等于vdd电压，因此vdd-vout＝0，即低压差为零，所以本电路在vdd电压较低时完全可以实
现零低压差的功能特点。这样就可以完全避免常规的nmos管输出电路在所述电源电压vdd较低时，不能正常输出电压的缺陷。
[0045]
设电源电压为vdd＝4v，所述基准电压vref＝1.25v，所述第一采样电阻r1＝10k，所述第二采样电阻r2＝30k，则系统闭环输出电压vm＝vref*[(r1+r2)/r1]＝5v，即vdd＜vm，符合上述第一种情况。
[0046]
设所述nmos输出管的栅极电压为vg，所述nmos输出管的开启阈值电压为vth＝1v，
[0047]
所述电荷泵单元工作电压为vp＝2v，所述电荷泵单元倍压系数n为3，vbe＝0.6v，所述nmos输出管的输出端电压为vout。
[0048]
则由于前期所述启动电路单元的作用，使所述输出端vout缓慢抬升，当所述输出端vout＝2v时，刚好达到所述电荷泵单元工作电压vp＝2v时，本发明中的所述电荷泵单元是由所述输出端vout供电，因此所述电荷泵单元开始工作，同时关闭所述启动电路单元，所述电荷泵单元会将所述nmos输出管的栅极电压vg快速抬升，使得vg＝vg_s＝(3
×
vout-3
×
vbe)＝(3*2-3*0.6)v＝4.2v，而此时所述nmos输出管的输出端电压vout1＝vg-vth＝(4.2-1)v＝3.2v。所述电荷泵将会以vout1作为新的供电电源继续升压供电，vg1＝
[0049]
(3
×
vout1-3
×
vbe)＝(3*3.2-3*0.6)v＝7.8v，此时vg-s电压远高于所述电源电压vdd，因此所述nmos输出管相当于一个开关管，处于完全导通状态，所述nmos输出管的输出端电压vout等于vdd电压，即vout＝4v，因此vdd-vout＝0，即低压差为零，电荷泵继续升压到内部预设的最高稳压电压值时停止升压。所以本电路在vdd电压较低时完全可以实现零低压差的功能特点。所以由上面的实施例可以得出结论：当所述电源电压vdd＜vm时，所述nmos输出管的输出端电压vout＝vdd，此时低压差为vdd-vout＝0v，即低压差为零。
[0050]
(2)第二种情况：电源电压vdd＝vm。
[0051]
在这种情况下，前期利用所述启动电路单元和所述电荷泵单元抬升栅极电压，直到所述输出端电压vout＝vm，当vout＝vm时，系统开始启动误差放大单元。
[0052]
此时所述电荷泵单元向所述nmos管的栅极注入的电荷量等于所述误差放大单元抽取的电荷量，这样将会使所述nmos管的栅极电压vg＝vm+vth保持不变，由于此时vout＝vg-vth，从而使所述输出端电压vout＝vm保持不变。此时又由于vdd＝vm，所以在这种情况下所述输出端vout＝vdd，所述nmos管的栅极电压vg＝vdd+vth。
[0053]
设电源电压为vdd＝5v，所述基准电压vref＝1.25v，所述第一采样电阻r1＝10k，所述第二采样电阻r2＝30k，则系统闭环输出电压vm＝vref*[(r1+r2)/r1]＝5v，即vdd＝vm，满足上述的第二种情况。
[0054]
设所述nmos输出管的栅极电压为vg，所述nmos输出管的开启阈值电压为vth＝1v，所述电荷泵单元工作电压为vp＝2v，所述电荷泵单元倍压系数为3，vbe＝0.6v，所述nmos输出管的输出端电压为vout。
[0055]
则由于前期所述启动电路单元的作用，使所述输出端vout缓慢抬升，当所述输出端vout＝2v时，刚好达到所述电荷泵单元工作电压vp＝2v时，本发明中的所述电荷泵单元是由所述输出端vout供电，因此所述电荷泵单元开始工作，同时关闭所述启动电路单元，
[0056]
所述电荷泵单元会将所述nmos输出管的栅极电压vg快速抬升，使得vg＝vg_s＝(3
×
vout-3
×
vbe)＝(3*2-3*0.6)v＝4.2v，而此时所述nmos输出管的输出端电压vout1＝vg-vth＝(4.2-1)v＝3.2v。
[0057]
此时vout1＜vm，因此所述误差放大单元还未启动，不会抽取所述nmos输出管栅极电压，由于所述电荷泵单元一直处于工作状态，所以会持续将所述nmos输出管栅极电压vg向上抬升，当所述nmos输出管栅极电压vg逐渐上升到到vg＝vm+vth＝(5+1)v＝6v时，vout电压上升到vm，所述误差放大单元启动，此时所述电荷泵单元向所述nmos管的栅极注入的电荷量等于所述误差放大单元抽取的电荷量，这样将会使所述nmos管的栅极电压vg＝6v保持不变，此时所述nmos输出管的输出端电压vout正好等于vm，即vout＝vm＝5v。而电源vdd＝5v，即所述nmos管处于处于完全导通状态，所述nmos输出管的输出端电压vout等于vdd电压，即vout＝vdd＝5v，因此vdd-vout＝0，即低压差为零，所以本电路在vdd＝vm时也可以实现零低压差的功能特点。所以由上面的实施例可以得出结论：当所述电源电压vdd＝vm时，所述nmos输出管的输出端电压vout＝vdd，此时低压差为vdd-vout＝0v，即低压差为零。
[0058]
综合上面第一种和第二种情况，可以得出结论：当所述电源电压vdd≤vm时，所述nmos输出管的输出端电压vout＝vdd，此时低压差为vdd-vout＝0v，即低压差为零。
[0059]
(3)第三种情况：电源电压vdd＞vm。
[0060]
在这种情况下，前期利用所述启动电路单元和所述电荷泵单元抬升栅极电压，直到所述输出端电压vout＝vm，当vout＝vm时，系统开始启动误差放大单元。
[0061]
利用所述电压采样单元的采集到所述输出端vout电压后，反馈回到误差放大器的反向输入端，再去控制所述nmos输出管的栅极电压vg，来达到控制所述输出端vout电压的作用。
[0062]
设电压采样单元的采集到vout电压为vfb＝vout*[r1/(r1+r2)]。当vfb＞vref时，所述电荷泵单元向所述nmos管的栅极注入的电荷量小于所述误差放大单元抽取的电荷量，这样将会使使所述nmos管的栅极电压vg降低，由于此时vout＝vg-vth，从而使所述输出端vout电压下降；
[0063]
当vfb＝vref时，所述电荷泵单元向所述nmos管的栅极注入的电荷量等于所述误差放大单元抽取的电荷量，这样将会使所述nmos管的栅极电压vg＝vm+vth保持不变，由于此时vout＝vg-vth，从而使所述输出端电压vout＝vm保持不变；
[0064]
当vfb＜vref时，所述电荷泵单元向所述nmos管的栅极注入的电荷量大于所述误差放大单元抽取的电荷量，这样将会使使所述nmos管的栅极电压vg升高，由于此时vout＝vg-vth，从而使所述输出端vout电压上升；
[0065]
综上所述，当所述电源电压vdd＞vm时，所述电荷泵单元、所述误差放大单元、所述电压采样单元以及所述nmos输出管共同构成了电压串联负反馈电路，可以持续动态调整所述nmos输出管栅极的电压vg，使vg＝vm+vth保持稳定不变，从而使所述输出端vout保持稳定的电压，即vout＝vm＝vref*[(r1+r2)/r1]。
[0066]
设电源电压为vdd＝5.5v，所述基准电压vref＝1.25v，所述第一采样电阻r1＝10k，所述第二采样电阻r2＝30k，则系统闭环输出电压vm＝vref*[(r1+r2)/r1]＝5v，即vdd＞vm，满足上述的第三种情况。
[0067]
所述nmos输出管的栅极电压为vg，所述nmos输出管的开启阈值电压为vth＝1v，所述电荷泵单元工作电压为vp＝2v，所述电荷泵单元倍压系数为3，vbe＝0.6v，所述nmos输出管的输出端电压为vout。
[0068]
则当所述输出端电压vout上升到所述电荷泵单元工作电压vp＝2v时，在本发明中
时利用所述输出端电压给所述电荷泵单元以及误差放大单元供电，所以所述电荷泵单元开始工作，同时关闭所述启动电路单元，所述电荷泵单元会将所述nmos输出管的栅极电压vg快速抬升，使得vg＝vg_s＝(3
×
vout-3
×
vbe)＝(3*2-3*0.6)v＝4.2v，vout1＝vg-vth＝(4.2-1)v＝3.2v，此时vout1＜vm，因此所述误差放大单元还未启动，不会抽取所述nmos输出管栅极电压，
[0069]
由于所述电荷泵单元一直在工作，所以会持续将所述nmos输出管栅极电压vg向上抬升，当所述nmos输出管栅极电压vg逐渐上升到到vg＝vm+vth＝(5+1)v＝6v时，所述nmos输出管的输出端电压vout正好等于vm，即vout＝vm＝5v。此时系统启动所述误差放大单元，系统将会利用所述电荷泵单元、所述误差放大单元、所述电压采样单元以及所述nmos输出管共同构成了电压串联负反馈电路，持续动态调整所述nmos输出管栅极的电压vg，使vg＝vm+vth＝6v保持稳定不变，从而使所述输出端vout保持稳定的电压，即vout＝vm＝vref*[(r1+r2)/r1]＝5v。
[0070]
所以由上面的实施例可以得出结论：当电源电压vdd略高于vm时，该系统仍然能够使所述输出端vout输出稳定的电压vm，即vout＝vm＝vref*[(r1+r2)/r1]。
[0071]
设电源电压为vdd＝30v，所述基准电压vref＝1.25v，所述第一采样电阻r1＝10k，所述第二采样电阻r2＝30k，则系统闭环输出电压vm＝vref*[(r1+r2)/r1]＝5v，即vdd＞vm，满足上述的第三种情况。所述nmos输出管的栅极电压为vg，所述nmos输出管的开启阈值电压为vth＝1v，所述电荷泵单元工作电压为vp＝2v，所述电荷泵单元倍压系数为3，vbe＝0.6v，所述nmos输出管的输出端电压为vout。
[0072]
则当所述输出端电压vout上升到所述电荷泵单元工作电压vp＝2v时，在本发明中是利用所述输出端电压给所述电荷泵单元以及误差放大单元供电，所以所述电荷泵单元开始工作，同时关闭所述启动电路单元，所述电荷泵单元会将所述nmos输出管的栅极电压vg快速抬升，使得vg＝vg_s＝(3
×
vout-3
×
vbe)＝(3*2-3*0.6)v＝4.2v，vout1＝vg-vth＝(4.2-1)v＝3.2v，此时vout1＜vm，因此所述误差放大单元还未启动，不会抽取所述nmos输出管栅极电压，由于所述电荷泵单元一直在工作，所以会持续将所述nmos输出管栅极电压vg向上抬升，当所述nmos输出管栅极电压vg逐渐上升到到vg＝vm+vth＝(5+1)v＝6v时，所述nmos输出管的输出端电压vout正好等于vm，即vout＝vm＝5v。此时系统启动所述误差放大单元，系统将会利用所述电荷泵单元、所述误差放大单元、所述电压采样单元以及所述nmos输出管共同构成了电压串联负反馈电路，持续动态调整所述nmos输出管栅极的电压vg，使vg＝vm+vth＝6v保持稳定不变，从而使所述输出端vout保持稳定的电压，即vout＝vm＝
[0073]
vref*[(r1+r2)/r1]＝5v。
[0074]
所以由上面的实施例可以得出结论：当所述电源电压vdd远高于vm时，该系统仍然能够使所述输出端vout输出稳定的电压vm，即vout＝vm＝vref*[(r1+r2)/r1]。
[0075]
同时也能明显看出本发明的另一个巧妙之处在于，本发明中的所述电荷泵单元、所述误差放大单元以及所述电压采样单元均由所述输出端vout供电，因此不会受到所述电源电压vdd的高压影响，所以所述电荷泵单元、所述误差放大单元以及所述电压采样单元均可选用低压器件组成，这样既可以提高器件的使用可靠性，又可以减小器件的体积节省电路成本。
[0076]
综上所述，当所述电源电压vdd＞vm时，所述电荷泵单元、所述误差放大单元、所述电压采样单元以及所述nmos输出管共同构成了电压串联负反馈电路，可以持续动态调整所述nmos输出管栅极的电压vg，使vg＝vm+vth保持稳定不变，从而使所述输出端vout保持稳定的电压，即vout＝vm＝vref*[(r1+r2)/r1]。同时由于本发明中的所述电荷泵单元、所述误差放大单元以及所述电压采样单元均由所述输出端vout供电，因此不会受到所述电源电压vdd的高压影响，所以所述电荷泵单元、所述误差放大单元以及电压采样单元均可选用低压器件组成，这样既可以提高器件的使用可靠性，又可以减小器件的体积节省电路成本。
[0077]
如图2所示，本发明实施例提供一种具有超低压差的nmos管输出电路的输出电压vout随电源电压vdd变化的曲线图1。
[0078]
本示意图中标出了具体的参数：所述电源电压为vdd，所述nmos输出管的开启阈值电压为vth，所述电荷泵单元工作电压为vp，所述系统闭环输出电压为vm，所述输出端电压为vout。
[0079]
从示意图中，可以清晰地看出，当vdd＜vth时，输出电压vout＝0；当vth≤vdd＜vp+vth时，输出电压vout随vdd线性上升，此时vout＝vdd-vth；当vp+vth≤vdd＜vm时，输出电压vout＝vdd；当vm≤vdd时，输出电压vout＝vm。
[0080]
如图3所示，本发明实施例提供一种具有超低压差的nmos管输出电路的输出电压vout随电源电压vdd变化的曲线图2。
[0081]
本示意图中标出了具体的参数数值：vth＝1v，vp＝2v，vm＝5v。
[0082]
从示意图中，可以更加直观地看出，当vdd＜1v时，输出电压vout＝0；当1v≤vdd＜3v时，输出电压vout随vdd线性上升，此时vout＝vdd-vth＝(vdd-1)v；当3v≤vdd＜5v时，输出电压vout＝vdd；当5v≤vdd时，输出电压vout＝5v。
[0083]
根据上述的三种不同vdd电压情况以及多个具体的实施例分析，我们可以清晰地看出，本发明提供的一种具有超低压差的nmos管输出电路，该电路既能够在vdd电压较低时利用电荷泵单元将nmos输出管的栅极抬升到足够高的电压，使nmos输出管处于完全导通状态，nmos输出管的输出端电压vout等于vdd电压，此时低压差为零；又能够在vdd电压较高时启用误差放大单元，其中误差放大单元、电压采样单元、电荷泵单元以及nmos输出管共同构成电压串联负反馈系统，将输出电压稳定在vref*[(r1+r2)/r1]。
[0084]
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。