基于下垂控制的级联H桥整流器分散式控制策略

本发明涉及整流器灵活控制、稳定运行、可靠性与电压平衡控制等领域，具体为一种基于下垂控制数学模型的级联h桥整流器的分散式控制方法。

背景技术：

1、级联h桥整流器(cascade h-bridge rectifier，chbr)具有模块化结构易于拓展、接入多路不同负载、谐波含量低等优势。近年来，其已在新能源并网，电力机车牵引系统等领域取得了较多的工程应用。对于级联h桥整流器的控制方式，目前无论是单位功率因数控制，还是直流电容电压平衡控制，或者其它控制目标，其控制方法均是基于中央处理器统一计算分配的集中式控制方式。集中式控制方式较为简单，但是其信号延时及较长的传输线路等问题均会导致信号干扰现象，进而对系统的稳定运行产生不利影响、降低系统的可靠性。当整流器模块数较多时，中心处理器的计算负担增大，会降低整流器的可靠性及模块的扩展性，影响整流器的应用。因此，保证系统的安全稳定运行，更加灵活可靠的控制结构研究极为必要。

2、目前国内外对于级联h桥变流器的分散式控制研究主要集中在针对级联h桥逆变器。对于级联h桥整流器的并网模式下的分散式控制策略研究较少，目前的chbr分散式控制策略仅适用于整流器直流侧负载平衡的工况，且无法控制chbr的单位功率因数运行。因此级联h桥整流器的分散式控制方法仍需进一步深入研究。

技术实现思路

1、针对现有技术中的不足，本发明提供了一种级联h桥整流器的分散式控制系统，该方法能够有效控制级联h桥整流器的稳定运行与直流侧电容电压的平衡，提高变换器系统的可靠性，能够用于解决级联h桥整流器的灵活控制、电压平衡控制及稳定可靠运行问题。

2、为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

3、步骤1：采样chbr的网侧电压us、各模块的电流is与其参考电压uabir；

4、步骤2：计算各模块的输入有功功率pi-in与无功功率qi-in；

5、步骤3：分析有功功率pi-in与模块交流侧基波电压uabi的幅值uabi与相角的关系，设计同步控制系统；

6、步骤4：分析无功功率qi-in与模块交流侧基波电压uabi的幅值uabi与相角的关系，设计单位功率因数控制系统；

7、步骤5：设计直流侧电容电压的平衡控制系统；

8、步骤6：获得级联h桥整流器的分散式控制系统。

9、进一步地，所述步骤1中具体为：

10、通过电压传感器在锁相环处进行采样，获取网侧电压us；通过电流传感器对各模块的输入电流进行采样，获得模块电流is；提取模块控制系统中的参考电压uabir。将提取的电流电压在极坐标系中表示：

11、

12、其中，γ与θ分别为网侧电压us与电流is的相角；与分别为第i个模块交流侧基波电压uabi与chbr交流侧总基波电压uab的相角；n为级联h桥整流器的总模块数。

13、在步骤2中，计算第i个模块的输入有功功率pi-in与无功功率qi-in：

14、

15、式中，z为交流侧阻抗；α为交流侧阻抗角。

16、由此可得第i个模块的输入有功功率与无功功率表达式：

17、

18、整流器网侧感抗远大于电阻值，阻抗角α≈π/2，由此可将(3)改写为：

19、

20、在步骤3中，当相角极小时，模块间的相角差可忽略，根据三角函数的泰勒级数，输入有功功率与其导数可近似表示为：

21、

22、

23、由于相角极小，因此h桥模块基波电压幅值uabi-f的变化对输入有功功率pi-in的影响很小，可忽略。当整流器单位功率因数稳定运行时，由式(6)可得h桥模块的输入功率pi-in与的关系：

24、

25、结合角度与角频率的关系dδ/dt＝ω，根据式(7)，可得到第i个h桥模块的同步控制表达式：

26、

27、式中，kωi为同步控制的下垂系数；ω0为网侧电源电压角频率；为第i个h桥模块的额定有功功率。

28、同步控制表达式(8)可以改写为：

29、

30、当整流器稳定运行时，h桥模块的频率相同，ω1＝ω2＝…＝ωn，则下垂系数kωi存在以下关系：

31、kωiδp1-in＝kωiδp2-in＝…＝kωiδpn-in  (10)

32、根据输入有功功率式(5)，可将第i个模块的有功功率增量δpi-in表示为：

33、

34、式中，

35、当级联h桥整流器稳定运行时，模块间交流侧基波电压相角变化量相同，因此，模块间gi相同。

36、g1＝g2＝…＝gn＝g  (12)

37、结合式(11)与式(12)，模块间有功功率增量δpi-in的比例关系为：

38、δp1-in:δp2-in:…:δpn-in＝uab1:uab2:…:uabn  (13)

39、由于模块间的相角差极小，模块的相角近似相同，且当整流器稳定运行且忽略损耗时，存在则模块间基波电压幅值uabi与有功功率pi-in的比例关系为：

40、

41、根据式(10)、(13)和(14)，将第i个h桥模块的下垂系数kωi设计为：

42、

43、式中，kω为同步控制的下垂系数。

44、因此，级联h桥整流器同步控制式可表示为：

45、ωi＝ω0+(kω/pi*)(pi-in-pi*)  (16)

46、在步骤4中，当相角极小时，模块间的相角差可忽略，根据三角函数的泰勒级数，输入无功功率与其导数可近似表示为：

47、

48、

49、由于相角极小，因此h桥模块基波电压相角的变化对输入无功功率qi-in的影响很小，可忽略。当整流器单位功率因数稳定运行时，由式(18)可得h桥模块的输入无功功率qi-in与uabi-f的关系：

50、qi-in∝-uabi   (19)

51、根据式(19)，可得到第i个h桥模块的单位功率因数控制表达式：

52、

53、式中，ku为单位功率因数控制的下垂系数；为第i个h桥模块的额定无功功率。

54、在步骤5中，定义udci为第i个模块的直流侧电容电压，流经模块直流侧电容ci的电流ici可表示为：

55、

56、式中，与ri分别为第i个h桥模块的额定直流电压与直流侧等效电阻。

57、当整流器稳定运行时，流过电容ci的电流为0，ici＝0，则式(21)可改写为：

58、

59、根据式(22)，uabi与udci成正比关系。为了使直流侧电容电压稳定在其额定值附近，即实现电压平衡，通过模块直流侧电压反馈来控制模块交流基波电压幅值，因此电压幅值uabi的控制式(20)可改写为：

60、

61、式中，kpi与kii分别为第i个模块的pi控制器参数。

62、当h桥模块稳定运行时，任意两个h桥模块的角频率相同，ωk＝ωj，由此将式(11)与式(23)联立并代入(16)，结合式(12)可得：

63、

64、式(24)对时间t的导数可表示为：

65、

66、为保证式(24)与式(25)在稳定状态下恒成立，设计第i个h桥模块的pi控制器参数为：

67、

68、式中，kp与ki分别为pi控制器参数。

69、将式(26)代入式(25)，则可将式(25)改写为：

70、

71、式中，g(t)＝udck-udcj。

72、式(27)中，解得函数g(t)为：

73、

74、根据式(28)，当t→+∞时，g(t)＝0,udck＝udcj。任意两个模块的直流电压相同，则级联h桥整流器的模块直流侧电容电压平衡。

75、因此，级联h桥整流器的模块交流基波电压幅值表达式(23)可改写为：

76、

77、在步骤6中，联立式(16)与式(29)，级联h桥整流器的分散式控制表达式为：

78、

79、本发明与现有技术相比，其有益效果在于：本发明设计了级联h桥整流器的分散式控制策略，能够有效控制级联h桥整流器的稳定运行与直流侧电容电压的平衡，提高变换器系统的可靠性，缓解控制器的计算负荷，能够用于解决级联h桥整流器的灵活控制、电压平衡控制及稳定可靠运行问题。