一种反激变换器的控制方法、装置及反激变换器与流程

1.本发明涉及开关电源领域，特别涉及反激变换器的控制方法、装置及反激变换器。


背景技术：

2.传统反激变换器具有电路简单且成本低、可靠性高、良好的输入输出隔离特性等优点，其广泛应用于中小功率开关电源。传统反激变换器的效率并不能做到很高，这也限制了其在高性能、大功率场合的应用，而导致其效率低的主要原因之一在于反激变压器的漏感占励磁电感感量的2％-5％，甚至在输入输出隔离要求更高的场合，漏感占比更大。由于在主开关管开通期间，同时对励磁电感、漏感激磁储存能量，但在励磁电感去磁期间，漏感的能量并不能传递到副边，反而在主开关管关断时其漏源极产生巨大的电压尖峰，严重时可能造成开关管击穿，且漏感能量通过漏感与结电容的谐振损耗掉，故需要对漏感的能量进行处理，否则该能量会以热的形式直接损耗掉，对效率影响大，并带来更严重的emi问题。
3.所以，有必要通过增加钳位电路处理反激变换器的漏感能量，抑制主开关管的关断电压尖峰，并将漏感能量回馈到主功率电路中，提高效率和工作可靠性。目前现有的钳位电路有无源rcd钳位、无源lcd钳位、有源钳位方案等。其中无源rcd吸收方案，只能钳位以减小主开关管的电压应力，不能回馈漏感能量，无法提升效率；而无源lcd钳位结构相对复杂，实现困难。
4.如图1(a)为现有技术的第一种有源钳位反激电路原理图、图1(b)为现有技术的第一种有源钳位反激电路工作波形图，其通过增加钳位管q2既能抑制主开关管电压应力，回收漏感能量，还能实现主开关管自适应零电压开通(简称zvs)。但本技术的发明人经过研究发现：该方案在漏感能量转移到钳位电容的过程中，由于钳位管不导通，使得漏感能量只能通过钳位管的体二极管储存到钳位电容中，这一过程会产生一定的损耗，影响反激变换器的效率；另外由于钳位电容cr为了储存足够的能量，满足实现主功率开关管q1零电压开通的要求，使得钳位电容的容值较大，较大的钳位电容使得流过钳位管的电流较大，尤其是高输入电压下为实现zvs需要的能量更大，这也导致钳位管需要导通的时间更长，电流有效值更大，从而钳位回路损耗更大，这使得该方案需要选择电流规格更大、rds(on)较小的钳位管q2，故该技术方案明显增加了器件体积和成本，为了使这一缺陷不明显，该技术方案一般用于中大功率下主开关管需要实现zvs的场合，且若要实现自适应zvs效果，需要较复杂的控制策略。
5.图2(a)为现有技术的第二种有源钳位反激变换器的原理图、图2(b)为现有技术的第二种有源钳位反激变换器的工作波形图，其中通过控制钳位管q2在变压器去磁期间导通，导通时间正比于去磁时间，能够实现漏感能量的处理，但是，本技术的发明人经过研究发现该方案也存在缺陷，一方面该方案的钳位管q2导通时间长，钳位回路有效值电流大，不利于效率的提升；另一方面需要检测去磁时间，控制策略更复杂。


技术实现要素：

6.有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提供一种反激变换器的控制方法、装置及反激变换器，既能实现主管零电压开通，又能回收漏感能量，并且本能够减小钳位电容容值,降低钳位开关管的成本，从而提高反激变换器在中小功率场合应用的优势。
7.本发明解决上述技术问题的发明构思为：反激变压器漏感能量钳位电路包括一个钳位管和一个钳位电容，钳位管和钳位电容串联，两个串联器件位置可以交换，串联之后再与变压器的原边绕组并联，钳位管提供漏感能量吸收和释放的通道，钳位电容则是漏感能量暂时存储的介质。钳位管和主功率开关管非互补导通控制，使得该钳位电路能够适用连续、断续和临界工作模式反激电路，解决了现有反激变压器钳位电路控制过于复杂、成本高的问题，能兼顾高频应用场合下的低成本和高效率，从而其通用性、实用性更强。具体地，钳位管只在主功率开关管关断后导通一短暂的固定时间,该导通时间还可以基于负载进行脉宽补偿以实现更好的漏感能量回收效果，但脉宽远小于主管的关断时间。在这段时间内，漏感先去磁将其能量释放到钳位电容中，漏感去磁完毕后，钳位电容反过来再次对漏感进行激磁动作，激磁期间钳位电容储存的能量通过变压器回馈到输出电容中去。本发明的控制方法和控制装置可实现基于输入电压、输出负载大小控制整流管在主开关管关断期间开通一次或两次，以实现主开关管零电压开通。
8.作为本发明的第一个方面，所提供的反激变换器的控制方法实施例如下：
9.一种反激变换器的控制方法，所适用的反激变换器包括初级侧电路、次级侧电路、变压器和控制装置；所述初级侧电路包括主功率开关管、钳位开关管、钳位电容和所述变压器的初级绕组；所述次级侧电路包括整流管和所述变压器的次级绕组；所述控制装置包括初级侧控制器、次级侧控制器、驱动器和控制逻辑；所述初级侧控制器被配置为依据所述主功率开关管源极电流采样信号产生第一驱动信号控制所述的主功率开关管的导通和关断，并产生第二控制信号由所述驱动器据其控制所述钳位开关管的导通与关断；所述次级侧控制器被配置为依据所述整流管漏源极电压采样信号产生第三驱动信号控制所述整流管的导通与关断，所述控制逻辑被配置为执行所述控制方法；所述主功率开关管、所述钳位开关管和所述整流管在所述反激变换器的每个工作周期初始状态为关断；所述控制方法为在所述反激变换器每个工作周期中，依次包括：
10.开通所述主功率开关管第一持续时间，使得所述初级绕组储存能量；
11.开通所述钳位开关管第二持续时间，使得漏感能量通过所述钳位开关管转移至所述钳位电容中储存，随后所述钳位电容中储存的漏感能量通过所述变压器转移到所述次级侧电路后输出；
12.开通所述整流管第三持续时间，使得储存在所述初级绕组中的能量经由所述次级绕组释放；
13.以及再次开通所述整流管第四持续时间，使得所述主功率开关管在负向电流到零之前导通；
14.其中所述第一持续时间和所述第二持续时间之间存在第一时间间隔，所述第二持续时间和所述第三持续时间同时开始，所述第二持续时间较所述第三持续时间先结束，所述第四持续时间和下一个工作周期的第一持续时间存在第三时间间隔。
15.进一步地，所述第二持续时间与所述反激变换器的输出功率成正比。
16.进一步地，所述第三持续时间与所述反激变换器的输出功率成正比。
17.进一步地，所适用的反激变换器还包括反馈电路，所述反馈电路用于获取表征所述反激变换器输出电压大小的反馈信号，所述控制方法在每个工作周期中还包括：将所述反馈信号与第三阈值比较，依据比较结果确定是否开通所述整流管第三持续时间，具体地：
18.当所述反馈信号小于或等于第三阈值时，不会开通所述整流管第三持续时间。
19.进一步地，所适用的反激变换器还包括隔离电路，所述依据比较结果确定是否开通所述整流管第三持续时间是通过所述初级侧控制器是否通过所述隔离电路向所述次级侧控制器传递同步信号实现的，具体地：
20.当所述反馈信号小于或等于所述第三阈值时，所述初级侧控制器不通过所述隔离电路向所述次级侧控制器传递同步信号，使得所述次级侧控制器不会开通所述整流管第三持续时间；
21.当所述反馈信号大于所述第三阈值时，所述初级侧控制器通过所述隔离电路向所述次级侧控制器传递同步信号，使得所述次级侧控制器开通所述整流管第三持续时间。
22.进一步地，所述第四持续时间开始于所述主功率开关管的结电容电压谐振到波峰，此时所述整流管漏源极电压谐振到对应的波谷。
23.进一步地，所适用的反激变换器还包括输入电压采样电路和反馈电路，所述输入电压采样电路用于获取表征所述反激变换器输入电压大小的输入电压采样信号，所述反馈电路用于获取表征所述反激变换器输出电压大小的反馈信号，所述控制方法在每个工作周期中还包括：将所述输入电压采样信号与第一阈值比较，同时将所述反馈信号与第三阈值比较，依据比较结果确定不开通所述整流管第三持续时间或不开通所述整流管第四持续时间，具体地：
24.当所述输入电压采样信号小于或等于所述第一阈值，且所述反馈信号大于第三阈值时，不开通所述整流管第四持续时间；
25.当所述反馈信号小于或等于所述第三阈值时，不开通所述整流管第三持续时间。
26.作为本发明的第二个方面，所提供的反激变换器的控制装置实施例如下：
27.一种反激变换器的控制装置，所适用的反激变换器包括初级侧电路、次级侧电路、变压器和所述控制装置；所述初级侧电路包括主功率开关管、钳位开关管、钳位电容和所述变压器的初级绕组；所述次级侧电路包括整流管和所述变压器的次级绕组；所述主功率开关管、所述钳位开关管和所述整流管在所述反激变换器的每个工作周期初始状态为关断；所述控制装置包括：
28.初级侧控制器，被配置为依据所述主功率开关管源极电流采样信号产生第一驱动信号控制所述的主功率开关管的导通和关断，并产生第二控制信号；
29.驱动器，被配置为依据所述第二控制信号控制所述钳位开关管的导通与关断；
30.次级侧控制器，被配置为依据所述整流管漏源极电压采样信号产生第三驱动信号控制所述整流管的导通与关断；
31.控制逻辑，被配置为在所述反激变换器每个工作周期中，依次执行如下动作：
32.开通所述主功率开关管第一持续时间，使得所述初级绕组储存能量；
33.开通所述钳位开关管第二持续时间，使得漏感能量通过所述钳位开关管转移至所述钳位电容中储存，随后所述钳位电容中储存的漏感能量通过所述变压器转移到所述次级
侧电路后输出；
34.开通所述整流管第三持续时间，使得储存在所述初级绕组中的能量经由所述次级绕组释放；
35.以及再次开通所述整流管第四持续时间，使得所述主功率开关管在负向电流到零之前导通；
36.其中所述第一持续时间和所述第二持续时间之间存在第一时间间隔，所述第二持续时间和所述第三持续时间同时开始，所述第二持续时间较所述第三持续时间先结束，所述第四持续时间和下一个工作周期的第一持续时间存在第三时间间隔。
37.进一步地，所述驱动器被配置为在开通所述钳位管时的第二持续时间与所述反激变换器的输出功率成正比。
38.进一步地，所述次级侧控制器被配置为在开通所述整流管时的第三持续时间与所述反激变换器的输出功率成正比。
39.进一步地，所适用的反激变换器还包括反馈电路，所述反馈电路用于获取表征所述反激变换器输出电压大小的反馈信号，所述控制逻辑被配置为在每个工作周期中还执行如下动作：
40.将所述反馈信号与第三阈值比较，依据比较结果确定是否开通所述整流管第三持续时间，具体地：
41.当所述fb反馈信号小于或等于第三阈值时，不会开通所述整流管第三持续时间。
42.进一步地，所适用的反激变换器还包括隔离电路，所述依据比较结果确定是否开通所述整流管第三持续时间是通过所述初级侧控制器还被配置为是否通过所述隔离电路向所述次级侧控制器传递同步信号实现的，具体地：
43.当所述反馈信号小于或等于所述第三阈值时，所述初级侧控制器不通过所述隔离电路向所述次级侧控制器传递同步信号，使得所述次级侧控制器不会开通所述整流管第三持续时间；
44.当所述反馈信号大于所述第三阈值时，所述初级侧控制器通过所述隔离电路向所述次级侧控制器传递同步信号，使得所述次级侧控制器开通所述整流管第三持续时间。
45.进一步地，所述次级侧控制器被配置为在开通所述整流管时的第四持续时间开始于所述主功率开关管的结电容电压谐振到波峰，此时所述整流管漏源极电压谐振到对应的波谷。
46.进一步地，所适用的反激变换器还包括输入电压采样电路和反馈电路，所述输入电压采样电路用于获取表征所述反激变换器输入电压大小的输入电压采样信号，所述反馈电路用于获取表征所述反激变换器输出电压大小的反馈信号，所述控制逻辑被配置为在每个工作周期中还执行如下动作：
47.将所述输入电压采样信号与第一阈值比较，同时将所述反馈信号与第三阈值比较，依据比较结果确定不开通所述整流管第三持续时间或不开通所述整流管第四持续时间，具体地：
48.当所述输入电压采样信号小于或等于所述第一阈值，且所述反馈信号大于第三阈值时，不开通所述整流管第四持续时间；
49.当所述反馈信号小于或等于所述第三阈值时，不开通所述整流管第三持续时间。
50.作为本发明的第三个方面，所提供的反激变换器的控制方法实施例如下：
51.一种反激变换器，包括：初级侧电路、次级侧电路、变压器和上述任一项实施例所述控制装置的实施例；所述初级侧电路包括主功率开关管、钳位开关管、钳位电容和所述变压器初级绕组；所述次级侧电路包括整流管和所述变压器的次级绕组；所述控制装置用于控制所述主功率开关管、所述钳位开关管和所述整流管的导通和关断；所述主功率开关管、所述钳位开关管和所述整流管在所述反激变换器的每个工作周期初始状态为关断。
52.本发明较现有技术至少具有以下技术优势：
53.1.钳位电路简单，可靠性高，同时钳位电容小、钳位管可选取小电流规格特点的开关管，使得反激变换器可实现体积减小、成本降低的效果；
54.2.由于漏感去磁时间与负载大小成正比，因此可以基于负载补偿调节钳位管导通脉宽，减小漏感能量转移到钳位电容过程中的损耗，同时更好实现漏感能量回收效果；
55.3.钳位电路抑制了开关管关断时的电压尖峰，同时回收了部分漏感能量，提高了反激变换器的效率，改善了emi性能；
56.4.钳位管的导通时间短，不影响主功率的工作状态，本发明的控制方法和控制装置适用于各种工作模式的反激电路，通用性、实用性更强。
57.5.利用同步信号，使得整流管在主开关管关断期间开通一次或两次，可实现各种工作模式下的主开关管零电压开通，无需增加额外的电路成本，提高了效率。
58.本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
59.图1(a)为现有技术的第一种有源钳位反激电路原理框图；
60.图1(b)为现有技术的第一种有源钳位反激电路工作波形图；
61.图2(a)为现有技术的第二种有源钳位反激变换器的原理框图；
62.图2(b)为现有技术的第二种有源钳位反激变换器的工作波形图；
63.图3(a)为本发明第一实施例所提供的控制方法所适用的反激变换器的一种原理框图；
64.图3(b)为本发明第一实施例的控制方法的第一种工作波形图；
65.图3(c)为本发明第一实施例的控制方法的第二种工作波形图；
66.图3(d)为本发明第一实施例的控制方法的第三种工作波形图；
67.图4为本发明执行所述控制方法的一种控制逻辑框图。
具体实施方式
68.需要说明的是，在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本技术。
69.为了使本技术领域的人员更好地理解本技术方案，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人
员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本技术保护的范围。
70.需要说明的是，本技术的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本技术的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
71.应该理解的是，在说明书以、权利要求书以及说明书附图中，当描述有步骤接续至另一步骤时，该步骤可直接接续至该另一步骤，或者通过第三步骤接续至该另一步骤；当描述有元件/单元“接续”至另一元件/单元时，该元件/单元可“直接连接”至该另一元件/单元，或者通过第三元件/单元“连接”至该另一元件/单元。
72.此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制装置中实现这些功能实体。
73.第一实施例
74.本实施例提供了一种反激变换器的控制方法，图3(a)为本发明第一实施例所提供控制方法所适用的反激变换器的一种原理框图，请参见图3(a)，其中的反激变换器包括初级侧电路、次级侧电路、变压器t1和控制装置；初级侧电路包括主功率开关管q1、钳位开关管q2、钳位电容cr和变压器的初级绕组；次级侧电路包括整流管q3和变压器的次级绕组；控制装置包括初级侧控制器240、次级侧控制器244、驱动器241和控制逻辑；初级侧控制器240被配置为依据主功率开关管q1源极电流采样信号cs产生第一驱动信号sw1控制主功率开关管q1的导通和关断，并产生第二控制信号sw2由驱动器241据其控制钳位开关管q2的导通与关断；次级侧控制器244被配置为依据整流管漏源极电压采样信号产生第三驱动信号sr控制整流管q3的导通与关断，控制逻辑被配置为执行本实施例的控制方法；主功率开关管q1、钳位开关管q2和整流管q3在反激变换器的每个工作周期初始状态为关断；本实施例的控制方法为在反激变换器每个工作周期中，依次包括：
75.开通主功率开关管q1第一持续时间，使得初级绕组储存能量；
76.开通钳位开关管q2第二持续时间，使得漏感能量通过钳位开关管q2转移至钳位电容cr中储存，随后钳位电容cr中储存的漏感能量通过变压器t1转移到次级侧电路后输出；
77.开通整流管q3第三持续时间，使得储存在初级绕组中的能量经由次级绕组释放；
78.以及再次开通整流管q3第四持续时间，使得主功率开关管q2在负向电流到零之前导通；
79.其中第一持续时间和第二持续时间之间存在第一时间间隔，第二持续时间和第三持续时间同时开始，第二持续时间较第三持续时间先结束，第四持续时间和下一个工作周期的第一持续时间存在第三时间间隔。
80.其中，初级侧控制器240可根据第一驱动信号sw1的下降沿信号产生第二控制信号
sw2；次级侧控制器244开通整流管q3第三持续时间在于使得反激变换器工作于同步整流模式，提高反激变换器的效率。
81.图3(b)为上述控制方法的一种工作波形示意图，在上述工作过程中，钳位电路的结构与控制简单，易于操作与实现，能够解决漏感能量导致的主开关管电压应力过高的问题，并将漏感能量回收到输出端实现效率的提升，次级侧开关整流单元的控制简单，无需额外电路，能够实现初级侧主功率管的零电压开通。以下结合图3(b)分为六个阶段，详细分析如下文：
82.第一阶段(t0-t1)：初级侧控制器240提供第一驱动信号sw1接通主功率开关管q1工作，原边电感电流il_p在初级绕组中沿正向流动；在第一阶段结束之后，第一驱动信号sw1关断主功率开关管q1，反激变换器进入第二阶段；
83.第二阶段(t1-t2)：主功率开关管q1关断，原边电感电流il_p迅速将主功率开关管q1的漏源极电容cds充电使漏源极电压上升，当上升到vin+n*vo时，副边整流管的体二极管开通，变压器t1开始去磁；
84.第三阶段(t2-t3):一方面，整流管开通，为变压器去磁提供一低阻抗回路；另一方面，由于漏感的存在，漏感能量使主功率开关管q1的漏源极电压继续上升，直到vin+n*vo+
△
vc时，钳位开关管的体二极管先导通，然后钳位开关管q2开通，为漏感能量提供一低阻抗回路，使漏感能量储存到钳位电容cr中，直到漏感完成去磁，然后钳位电容cr与漏感谐振，对漏感lk进行反向励磁，励磁电压为vc-n*vo，反向励磁器件钳位电容cr储存的漏感能量通过变压器t1回馈到输出端，实现漏感能量的回收，钳位开关管q2导通一段时间
△
t1；
85.第四阶段(t3-t4):漏感能量已完成回收，此期间变压器t1继续去磁，直到t4时刻，副边去磁电流到零，变压器去磁结束；
86.第五阶段(t4-t5)：整流管q3继续导通一段时间
△
t2，期间输出电压对励磁电感进行反向励磁，产生负向励磁电流，当负向励磁电流达到一设定阈值时，关断整流管q3。
87.第六阶段(t5-t6):在此期间，处于次级侧整流管q3、初级侧主功率开关管q1皆关断的死区时间，负向励磁电流抽取初级侧主功率开关管q1漏极节点等效结电容的能量，使等效结电容放电，直到t7时刻，初级侧主功率开关管q1漏源极电压逐渐下降到零，此时开通初级侧主功率开关管q1，实现其零电压开通。
88.以下对本实施例的创新过程说明如下：
89.本技术的发明人通过研究发现，初级侧电路带有有源钳位功能的反激变换器由于钳位电容的存在，当主功率开关管漏源极电压达到n*vout+vin时(其中n为变压器初级绕组和次级绕组的匝比，vout为反激变换器的输出电压，vin为反激变换器的输入电压)，钳位开关管的体二极管就会导通，漏感的能量将会转移到钳位电容当中，最终主功率开关管漏源电压达到n*vout+vin+
△
vc(
△
vc为每个周期漏感能量转移至钳位电容中后钳位电容的电压增加值)，由于钳位电容在每个周期都会存储能量，为避免漏感能量逐周期累积导致主功率开关管漏源极电压存在击穿风险，因此需要在每个周期将其释放。
90.图1(b)现有技术的控制方法中，在反激变换器每个工作周期，钳位管导通时承担了两个任务：其一是实现吸收主功率开关管漏源极电压尖峰并将漏感能量回收到输出端，其二是实现主功率开关管零电压导通。为此其中的钳位管的导通时间设计在次级侧绕组去磁结束后，从而使得钳位电容上的电压对初级侧绕组进行反向励磁，进而实现了主功率开
关管的零电压开通。由于漏感能量较小，当钳位管导通时，钳位电容电压会很快下降，无法以稳定的电压对初级侧绕组持续反向励磁。因此，现有技术的控制方法需要采用较大的钳位电容储存更多的能量以维持稳定的钳位电容电压，从而使初级绕组的负向电流斜率稳定。并且钳位电容的充电电流i＝c*dv/dt，当钳位电容容值c较大时，其充电电流就会很大，所以需要电流等级更高的钳位开关管，钳位回路的损耗也较大，另外，由于漏感能量通过钳位管体二极管转移到钳位电容中，故会进一步增大钳位回路的损耗，不能很好的提升效率。
91.图2(b)现有技术的控制方法中，在反激变换器每个工作周期,钳位开关管导通吸收主功率开关管漏源极电压尖峰并将漏感能量回收到输出端，导通时间正比于去磁时间，故导通时间长，流过钳位开关管的有效值电流大，钳位回路损耗大，漏感能量的回收效果差，效率提升效果不明显。
92.考虑到目前反激变换器高频化的中小功率场合，主功率开关管的开通损耗占比较大，故需要回收漏感能量的同时并实现主功率开关管零电压导通以提升性能，但由于小功率场合追求更低的成本，故需要一种更为简单的控制方法，既能减小主功率开关管电压应力，回收漏感能量，还能实现主功率开关管零电压导通的方法，提升效率。
93.为此提出了本实施例的控制方法，在初级绕组中的能量经由次级绕组释放，以及初级绕组的漏感能量向钳位电容转移之后就开通钳位管，即在次级绕组去磁结束前开通钳位管，将储存在钳位电容中的漏感能量释放到次级侧电路输出端，此时漏感能量无需用于实现主功率开关管的zvs，故钳位电容的取值仅满足吸收主功率开关管漏源极电压尖峰要求即可，因此无需要采用较大容量的钳位电容，并且较小的钳位电容充放电电流i＝c*dv/dt较小，所以钳位管可选取小电流规格的开关管，有利于降低反激变换器的成本和体积，同时基于输入电压电压和输出负载反馈信号进行选择工作模式，可以实现副边同步整流管开通一次或两次以产生负向电流，从而实现主功率开关管的零电压开通，有利于提升效率。
94.可见，本实施例既能实现主功率开关管的零电压导通，而且在成本和体积方面会有较大的优势，在中小功率场合本实施例较现有技术更具竞争力。
95.本发明的中小功率优选为反激变换器的输出功率范围一般为150w以下，需要说明的是，该功率范围并不构成对本发明保护范围的限制，本领域的技术人员可以根据实际需要选择是否采用本实施例及本技术其他实施例的方案。
96.作为优选，上述控制方法当反激变换器工作在第五阶段时，整流管在去磁结束后继续导通的时间
△
t2正比于输入电压，即此期间产生的负向励磁电流正比于输入电压的变化，可以实现不同输入电压下更好地实现主功率开关管zvs以提升效率。
97.图3(c)为上述控制方法的另一种工作波形示意图，与图3(b)不同之处在于第三持续时间和第四持续时间存在第二时间间隔，从而可适用于电流断续模式下实现主功率开关管zvs。
98.进一步地，第二持续时间与反激变换器的输出功率成正比，从而可基于负载补偿调节钳位管的脉宽，更好地实现漏感能量回收效果。
99.进一步地，第三持续时间与反激变换器的输出功率成正比，从而适应于不同负载下更好地实现同步整流，提升效率。
100.请回到图3(a)，其中所适用的反激变换器还包括反馈电路242，反馈电路242用于获取表征反激变换器输出电压大小的反馈信号fb，此时，进一步地，本实施例的上述控制方
法在每个工作周期中还包括：将反馈信号fb与第三阈值比较，依据比较结果确定是否开通整流管q3第三持续时间，具体地：
101.当反馈信号fb小于或等于第三阈值时，不会开通整流管q3第三持续时间。
102.请继续参考图3(a)，其中所适用的反激变换器还包括隔离电路243，从而上述依据比较结果确定是否开通整流管q3第三持续时间是通过初级侧控制器240是否通过隔离电路243向次级侧控制器244传递同步信号sync实现的，具体地：
103.当反馈信号fb小于或等于第三阈值时，初级侧控制器240不通过隔离电路243向次级侧控制器244传递同步信号sync，使得次级侧控制器244不会开通整流管q3第三持续时间；
104.当反馈信号fb大于所述第三阈值时，初级侧控制器240通过隔离电路243向次级侧控制器244传递同步信号sync，使得次级侧控制器244开通整流管第三持续时间。
105.当反馈信号小于或等于第三阈值时，意味着反激变换器处于输出轻空载工作情况之下，此时不会开通整流管q3第三持续时间，图3(d)是此种情况下的工作波形示意图，请参见图3(d)，由于轻载效率和空载功耗的要求，在轻空载下不开通整流管第三持续时间，可减小驱动损耗和开关损耗，从而提升轻载效率，降低空载功耗。
106.进一步地，第四持续时间开始于主功率开关管q1的结电容电压谐振到波峰，此时整流管q3漏源极电压谐振到对应的波谷，从而可降低整流管的开通损耗。
107.请继续参考图3(a)，其中所适用的反激变换器还包括输入电压采样电路(图中没有画出，只通过vin检测信号及对应的箭头作示意)和反馈电路242，输入电压采样电路用于获取表征反激变换器输入电压大小的输入电压采样信号，反馈电路242用于获取表征反激变换器输出电压大小的反馈信号fb，此时，进一步地，请参考图4的控制逻辑图，上述控制方法在每个工作周期中还包括：将输入电压采样信号与第一阈值比较，同时将反馈信号fb与第三阈值比较，依据比较结果确定不开通整流管q3第三持续时间或不开通整流管q3第四持续时间，具体地：
108.当输入电压采样信号小于或等于第一阈值，且反馈信号fb大于第三阈值时，不开通整流管q3第四持续时间，此时开通整流管q3第三持续时间保留；
109.上述比较结果意味着意味着反激变换器处于低输入电压、输出重满载工作情况之下，此时不会开通整流管q3第四持续时间，从而实现低压满载下仅开通一次整流管即可实现主开关管zvs；
110.当反馈信号小于或等于第三阈值时，不开通所述整流管第三持续时间，此时开通整流管q3第四持续时间保留；上述比较结果意味着反激变换器处于输出轻空载工作情况之下，已分析讨论此控制策略的有益效果，在此不重复；
111.上述逻辑意味着在其它工作情况之下，即当输入电压采样信号大于第一阈值，且反馈信号fb大于第三阈值时，开通整流管q3第三持续时间、第四持续时间均保留；
112.上述比较结果意味着反激变换器处于高输入电压、输出重载工作情况之下，此时会开通整流管q3第三持续时间、第四持续时间，此种情况下的工作波形示意图，请参见上文已作出介绍的图3(b)或图3(c)，由于高压下开通损耗大，故需要实现主功率开关管zvs，从而减小开通损耗，提升反激变换器的效率。
113.第二实施例
114.本实施例提供的为反激变换器的控制装置，本实施例的控制装置包括：
115.初级侧控制器240，被配置为依据主功率开关管q1源极电流采样信号cs产生第一驱动信号sw1控制主功率开关管q1的导通和关断，并产生第二控制信号sw2；
116.驱动器241，被配置为依据第二控制信号sw2控制钳位开关管q2的导通与关断；
117.次级侧控制器244，被配置为依据整流管q3漏源极电压采样信号产生第三驱动信号sr控制整流管q3的导通与关断；
118.控制逻辑，被配置为在反激变换器每个工作周期中，依次执行第一实施例中控制方法的任一具体实施方案。
119.本实施例的控制装置所适用的反激变换器和有益效果与其中的控制逻辑所执行的第一实施例中控制方法的具体实施方案有关，且对应一致，在此不赘述。
120.第三实施例
121.本实施例提供了一种反激变换器，包括：初级侧电路、次级侧电路、变压器和第二实施例中控制装置的任一具体实施方案；初级侧电路包括主功率开关管、钳位开关管、钳位电容和变压器初级绕组；次级侧电路包括整流管和变压器的次级绕组；控制装置用于控制主功率开关管、钳位开关管和整流管的导通和关断；主功率开关管、钳位开关管和整流管在反激变换器的每个工作周期初始状态为关断。
122.本实施例的反激变换器依据其中控制装置所采用的具体方案，还可包括驱动器、隔离电路、反馈电路等，依据第一实施例的详细介绍，这些都是显而易见的，在此不赘述。
123.本实施例的反激变换器由于使用了第二实施例的控制装置，有益效果与其中的控制逻辑所执行的第一实施例中控制方法的具体实施方案有关，且对应一致，在此不赘述。
124.按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述发明构思的前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。