基于不等分威尔金森功分器的双路宽动态微波整流电路

1.本发明涉及电力电子电能变换技术领域，具体涉及一种基于不等分威尔金森功分器的双路宽动态微波整流电路。


背景技术：

2.自从电能发明以来，导线一直是作为输送电能的载体。但随着技术进步和人类活动空间的拓展，导线输电已经无法满足特殊的用电需求（如自主充电机器人和太空活动等），于是诞生了无线电能传输技术，其中微波无线电能传输距离远、功率大并且具有一定的穿透力，越来越受到人们的重视。
3.对于微波能量接收装置而言，因为接收天线获得的射频功率会受到地形、地貌、地物、传输路径以及极化匹配等因素影响，当输入功率发生变化时，由于整流装置的非线性，其输入阻抗会发生很大的变化，引起阻抗失配并极大地降低整流效率。


技术实现要素：

4.本发明的目的就是针对上述技术的不足，提供一种基于不等分威尔金森功分器的双路宽动态微波整流电路，将输入的射频功率分成两部分，通过适应不同功率动态范围的整流电路，充分发挥每一支路的整流能力，从而大大拓宽整流电路的功率动态范围。
5.为实现上述目的，本发明所设计的基于不等分威尔金森功分器的双路宽动态微波整流电路，包括威尔金森功分器，所述威尔金森功分器设有第一输出端口和第二输出端口，所述第一输出端口的输出功率大于第二输出端口的输出功率，所述第一输出端口连有第一整流支路，所述第二输出端口连有第二整流支路，所述第一整流支路为双管整流结构，所述第二整流支路为单管整流结构，所述第一整流支路在所述第一输出端口的输出功率范围内整流效率大于阈值，所述第二整流支路在所述第二输出端口的输出功率范围内整流效率大于阈值。
6.优选地，所述第一整流支路包括第一二极管，所述第一二极管为双管结构，所述第一二极管与第一负载之间设有三频带阻滤波器，所述第一二极管与三频带阻滤波器之间设有第一后端阻抗匹配，所述第一二极管与所述第一输出端口之间设有第一前端匹配枝节，通过所述第一前端匹配枝节匹配所述第一二极管和三频带阻滤波器的整体阻抗，通过所述第一后端阻抗匹配匹配所述第一二极管、三频带阻滤波器和第一负载之间的阻抗，通过调整所述第一后端阻抗匹配和第一前端匹配枝节的阻抗值，使所述第一整流支路整流效率大于阈值的输入功率范围与所述第一输出端口的输出功率范围相匹配。
7.优选地，所述第二整流支路包括第二二极管，所述第二二极管为单管结构，所述第二二极管与第二负载之间设有三频带阻滤波器，所述第二二极管与三频带阻滤波器之间设有第二后端阻抗匹配，所述第二二极管与所述第二输出端口之间设有第二前端匹配枝节，通过所述第二前端匹配枝节匹配所述第二二极管和三频带阻滤波器的整体阻抗，通过所述第二后端阻抗匹配匹配所述第二二极管、三频带阻滤波器和第二负载之间的阻抗，通过调
整所述第二后端阻抗匹配和第二前端匹配枝节的阻抗值，使所述第二整流支路整流效率大于阈值的输入功率范围与所述第二输出端口的输出功率范围相匹配。
8.优选地，所述第一输出端口的输出功率是第二输出端口的两倍，所述第一二极管为hsms286c二极管，所述第二二极管为hsm2860二极管，整流电路采用2.45ghz的工作频率，所述三频带阻滤波器的一次、二次、三次谐波分别为2.45ghz、4.9ghz和7.35ghz，三个并联短支路采用70度扇形结构，所述第一负载的阻抗为510欧，所述第二负载的阻抗为680欧，整流电路布置在厚度为h=0.762mm，介电常数为高频板上，所述第一二极管和三频带阻滤波器的整体阻抗为50欧，所述第二二极管和三频带阻滤波器的整体阻抗为50欧。
9.优选地，所述阈值为50%。
10.本发明与现有技术相比，具有以下优点：使用不等分功率分配器的双路宽动态微波整流电路，克服了单个二极管整流电路对功率响应能力的局限，将较大的功率输入到对大功率输入响应能力较强的微波整流支路，而将小功率输入到对低功率响应较好的微波整流支路，充分发挥不同整流支路所适用输入功率动态范围的整流能力，从而使电路整体效率进一步优化，在更大的输入功率动态范围内保持电路整流总效率的稳定，这对于微波无线电能传输系统的工程应用具有重要意义。
附图说明
11.图1本发明基于不等分威尔金森功分器的双路宽动态微波整流电路的原理示意图；图2为图1中第一整流支路的输出电压-时间曲线；图3为图1中第一整流支路的效率-功率动态范围示意图；图4为图1中第二整流支路的输出电压-时间曲线；图5为图1中第二整流支路的效率-功率动态范围示意图；图6为本发明两个整流支路的效率-输入功率动态范围曲线对比示意图。
12.图中各部件标号如下：威尔金森功分器1、第一输出端口2、第二输出端口3、第一整流支路4、第二整流支路5、三频带阻滤波器6、第一二极管41、第一负载42、第一后端阻抗匹配43、第一前端匹配枝节44、第二二极管51、第二负载52、第二后端阻抗匹配53、第二前端匹配枝节54。
具体实施方式
13.下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
14.如图1所示，本发明一种基于不等分威尔金森功分器的双路宽动态微波整流电路，包括威尔金森功分器1，威尔金森功分器1设有第一输出端口2和第二输出端口3，第一输出端口2的输出功率大于第二输出端口3的输出功率，第一输出端口2连有第一整流支路4，第二输出端口3连有第二整流支路5，第一整流支路4为双管整流结构，第二整流支路5为单管整流结构，第一整流支路4在第一输出端口2的输出功率范围内整流效率大于阈值，第二整流支路5在第二输出端口3的输出功率范围内整流效率大于阈值，本实施例中，阈值为50%。
15.其中，第一整流支路4包括第一二极管41，第一二极管41为双管结构，第一二极管41与第一负载42之间设有三频带阻滤波器6，第一二极管41与三频带阻滤波器6之间设有第
一后端阻抗匹配43，第一二极管41与第一输出端口2之间设有第一前端匹配枝节44，通过第一前端匹配枝节44匹配第一二极管41和三频带阻滤波器6的整体阻抗，通过第一后端阻抗匹配43匹配第一二极管41、三频带阻滤波器6和第一负载42之间的阻抗，通过调整第一后端阻抗匹配43和第一前端匹配枝节44的阻抗值，使第一整流支路4整流效率大于阈值的输入功率范围与第一输出端口2的输出功率范围相匹配。
16.第二整流支路5包括第二二极管51，第二二极管51为单管结构，第二二极管51与第二负载52之间设有三频带阻滤波器6，第二二极管51与三频带阻滤波器6之间设有第二后端阻抗匹配53，第二二极管51与第二输出端口3之间设有第二前端匹配枝节54，通过第二前端匹配枝节54匹配第二二极管51和三频带阻滤波器6的整体阻抗，通过第二后端阻抗匹配53匹配第二二极管51、三频带阻滤波器6和第二负载52之间的阻抗，通过调整第二后端阻抗匹配53和第二前端匹配枝节54的阻抗值，使第二整流支路5整流效率大于阈值的输入功率范围与第二输出端口3的输出功率范围相匹配。
17.具体而言，本实施例中，第一输出端口2的输出功率是第二输出端口3的两倍，第一二极管41为hsms286c二极管，第二二极管51为hsm2860二极管，整流电路采用2.45ghz的工作频率，三频带阻滤波器6的一次、二次、三次谐波分别为2.45ghz、4.9ghz和7.35ghz，三个并联短支路采用70度扇形结构，第一负载42的阻抗为510欧，第二负载52的阻抗为680欧，整流电路布置在厚度为h=0.762mm，介电常数为高频板上，第一二极管41和三频带阻滤波器6的整体阻抗为50欧，第二二极管51和三频带阻滤波器6的整体阻抗为50欧。
18.本实施例使用时，对于第一整流支路4，令输入功率为12dbm、13dbm、14dbm、15dbm、16dbm 5个正弦输入功率值，得到第一整流支路4输出电压随时间变化曲线如图2所示，仿真表明该支路出电压均不含负值，当输入功率p
in1
确定后，输出电压v
out1
基本稳定在一个固定值，这说明该电路已经成功实现rf-dc整流，并且p
in1
越大，输出电压v
out1
也随之变大。当输入功率接近但尚未达到最大整流效率时，电压波纹扰动变大，这是由于接近最大整流效率时二极管反向击穿效应带来的扰动，最大整流效率处的输出电压约为3.9v。
19.令输入功率为p
in1
（单位dbm）为变量，换算后得到实际的输入功率p=10
pin/10
(单位mw)，输出电压v
out1
的实部为vr（单位v），z
load1
为负载阻抗，第一整流支路4的整流效率p
ce1
可以按照以下公式计算： p
ce1
=1000v
r2
/p z
load1
×
100%。
20.为了进一步说明该整流装置功率动态范围，在图3中我们绘制了效率-输入功率动态范围曲线，由曲线可知该电路的最大整流效率出现在输入功率p
in1
=19dbm时得到最大rf-dc转换效率61.5%，p
in1
∈(12,22)dbm约10dbm的范围内rf-dc转换效率均大于50%。
21.对于第二整流支路5，令输入功率分别为7dbm、8dbm、9dbm、10dbm、11dbm共5个正弦输入功率值，得到第二整流支路5输出电压随时间变化曲线如图4所示，仿真表明该支路出电压均不含负值，当输入功率p
in2
确定后，输出电压v
out2
基本稳定在一个固定值，这说明该电路已经成功实现rf-dc整流，并且p
in2
越大，输出电压v
out2
也随之变大。当输入功率接近但尚未达到最大整流效率时，电压波纹扰动变大，这是由于接近最大整流效率时二极管反向击穿效应带来的扰动，最大整流效率处的输出电压约为2.1v，z
load2
为负载阻抗，。
22.同样的，图5给出了低功率输入动态范围曲线，由曲线可知该电路的最大整流效率出现在输入功率p
in2
=11dbm时得到最大rf-dc转换效率62.12%，p
in2
∈(4,13)dbm约9dbm的范围内rf-dc转换效率均大于50%。
23.对于整个整流电路，将第一整流支路4接入第一输出端口2，将第二整流支路5接入第二输出端口3，将电路整体进行仿真优化设计，由于引入了功分器引起各支路阻抗不匹配，调整第一负载42的阻抗为510欧，第二负载52的阻抗为680欧，电路结构示意图如图1所示，整个整流电路的整体整流效率可以按照以下公式计算：p
ce =10000(v
out12
/ z
load1
+ v
out22
/ z
load2
)/p
×
100%将双路微波整流电路功率动态范围与各支路功率动态范围进行对比如图6所示。从图中可以看出采用不等分威尔金森功分器的双路结构的最大整流效率比单路整流效率高一些，效率大于50%的功率动态范围为8dbm-22dbm共14dbm的动态范围，相比于高功率支路展宽了4dbm，相比于低功率支路展宽了约5dbm，相比于传统形式，大大提升了微波整流电路在输入功率动态变化情况下整流效率的稳定性。
24.本实施例中，在经过阻抗匹配和调谐后，该结构整流效果相比于每一支路，不仅能够提高最佳输入功率情况下的最大整流效率值，还能够展宽该整流电路效率-功率动态范围。通过仿真将本设计与单路rf-dc整流该电路进行对比分析，相比于传统的整流电路结构，能够很好的展宽微波整流效率-功率动态范围，有助于提升微波无线能量传输系统中接收端能量转换的稳定性。