一种电机控制器负偏压半桥预驱电路

1.本发明涉及一种电机控制器负偏压半桥预驱电路。


背景技术：

2.电机驱动器是预驱动电路(或者称为前级驱动电路)是电机驱动器的关键部分，起到接收主控信号、匹配功率器件电压、放大电流等功能。新型sic mos管等功率器件应用愈发广泛，这类新型功率器件要求预驱动电路为其源级提供稳定的负电压。此外，负偏压驱动技术在提高sic mos、igbt、si mos等开关管开关速度，抑制高压桥臂串扰等方面具有巨大优势，能够降低开关管的开关损耗，提高桥式电路在高压场合开关的可靠性。如ir2110等最常用的低成本预驱动芯片一般不具备直接负压驱动功能，一些具有负压驱动功能的预驱芯片电流也有限制，无法满足大中电流驱动要求。现主要有两种典型负压半桥预驱电路(以基于ir2110预驱芯片为例)：
3.1.上下桥臂各使用一个隔离型负电源的半桥预驱电路。如附图1所示，u1为隔离型电源，输出负极连接半桥ua,则输出正为ua的负偏压,当ho输出为低电平，q3导通，ua-h-driver电平为负偏压，实现了开关管的快速关断与负偏压钳位。上下桥臂各使用一个隔离型负电源的半桥预驱电路每半桥需要两路隔离电源，成本较高且不利于产品的小型化设计，用于多相驱动等场合成本更高，体积更大。
4.2.上桥臂使用基于稳压二极管的负偏压，下桥臂使用一个隔离型负电源的半桥预驱电路。如附图2所示，该方式是利用稳压二极管实现相对于ua的负偏压。当ho输出为高电平，当q1导通时，高压通过q1、c2//dz1、r1、-3v这一回路为电容c2充电，实现vs相对于ua的稳定的负偏压(负压值为二极管的稳压值)。当ho输出为低电平，q3导通，ua-h-driver电平为ua的负偏压，实现了开关管的快速关断与负偏压钳位。上桥臂使用基于稳压二极管的负偏压半桥预驱电路由于电阻r1、及二极管的过流能力限制，在多管并联等高驱动能力需求的场合，无法及时为为电容c2充电，所以驱动能力较弱。


技术实现要素：

5.为解决以上现有技术存在的问题，本发明提出一种低成本小体积高驱动能力的电机控制器负偏压半桥预驱电路，能够解决现有的稳压二极管的负偏压的预驱电路驱动能力较弱，直接应用隔离型负电源电路体积过大等问题。
6.本发明可通过以下技术方案予以实现：
7.一种电机控制器负偏压半桥预驱电路，包括半桥预驱芯片，3个n沟道mos管，2个npn型三极管和2个pnp型三极；所述半桥预驱芯片引脚ho与所述第一个npn型三极管和第一个pnp型三极管的b极相连，该第一个npn型三极管和第一个pnp型三极管的e极与所述第一个n沟道mos管的g极相连，所述第一个npn型三极管的c极通过第一电容连接所述第一个n沟道mos管的s极和所述第二个n沟道mos管的d极，且第一个pnp型三极管的c极连接所述第三个n沟道mos管的d极、第二个电容和半桥预驱芯片的vs脚，该第三个n沟道mos管的g极接第
一个二极管的正极、所述第二电容、第一电容、所述第一个n沟道mos管的s极及所述第二个n沟道mos管的d极；所述第一个n沟道mos管的d极接直流母线电压+48～+1200v，s极连接所述第二个n沟道mos管的d极，所述第二个n沟道mos管的s极接地；所述半桥预驱芯片引脚lo连接所述第二个npn型三极管和所述第二个pnp型三极管的b极，该第二个npn型三极管和第二个pnp型三极管的e极连接所述第一个二极管的阴极和所述第二个n沟道mos管的g极；还包括第二个二极管，其阴极连接所述半桥预驱芯片的vb极和所述第一个npn型三极管的c极，其阳极正极与半桥预驱芯片的nc引脚和vdd引脚相连接并连接高电位+16～25v。
8.进一步地，所述第一个npn型三极管和第一个pnp型三极管的e极通过第一个电阻连接所述第一个n沟道mos管的g极。
9.进一步地，所述第三个n沟道mos管的g极连接第二电阻后与所述第三个n沟道mos管的s极接电压-2.3～-3.3v，其d极接在所述第一个pnp型三极管的c极与第二电容之间。
10.进一步地，所述第二个npn型三极管和第二个pnp型三极管的e极通过第三电阻连接所述第二个n沟道mos管的g极。
11.进一步地，所述第二电阻和第三电阻之间设有第四电阻，该第四电阻与第一二极管并联，并与所述第二个npn型三极管和所述第二个pnp型三极管的e极连接。
12.进一步地，所述第二个npn型三极管的c极接高电位+16～25v，所述第二个pnp型三极管的c极连接电压-2.3～-3.3v。
13.进一步地，所述半桥预驱芯片ir2110芯片，其vss和nc引脚接地，vcc引脚接高电位+16～25v，com引脚接电压-2.3～-3.3v。
14.有益效果
15.由于本发明无需为上桥增加单独的隔离电源，降低的产品的成本，同时便于实现产品的小型化设计；此外，负偏压充电回路的通断由第二个n沟道mos管q6导通期间的第三个n沟道mos管q3决定，极大地增加了负偏压充电电流，从而增加了上桥臂关断时电流泄放能力，实现了在开关管多管并联等高电流驱动能力需求的场合的快速关断与负偏压钳位，从而降低了开关损耗、提高了开关管开关的可靠性。
附图说明
16.图1为现有技术中的一实施例电路图；
17.图2为现有技术中的另一实施例电路图；
18.图3为本发明的电路图；
19.图4为本发明一实施例电路图。
具体实施方式
20.以下通过特定的具体实施例说明本发明的实施方式，本领域的技术人员可由本说明书所揭示的内容轻易地了解本发明的其他优点及功效。
21.如图3所示，本发明的一种电机控制器负偏压半桥预驱电路，包括半桥预驱芯片，3个n沟道mos管，2个npn型三极管和2个pnp型三极；半桥预驱芯片引脚ho与第一个npn型三极管q2和第一个pnp型三极管q4的b极相连，该第一个npn型三极管q2和第一个pnp型三极管q4的e极与所述第一个n沟道mos管q1的g极相连，定义该连接点电位为ua-h-driver，第一个
npn型三极管q2的c极通过第一电容c1连接第一个n沟道mos管q1的s极和第二个n沟道mos管q6的d极，且第一个pnp型三极管q4的c极连接第三个n沟道mos管q3的d极、第二个电容c2和半桥预驱芯片的vs脚，该第三个n沟道mos管q3的g极接第一个二极管dd2的正极、第二电容c2、第一电容c1、第一个n沟道mos管q1的s极及第二个n沟道mos管q6的d极；第一个n沟道mos管q1的d极接直流母线电压+48～+1200v，s极连接第二个n沟道mos管q6的d极，第二个n沟道mos管q6的s极接地；半桥预驱芯片引脚lo连接第二个npn型三极管q5和第二个pnp型三极管q7的b极，该第二个npn型三极管q5和第二个pnp型三极管q7的e极连接第一个二极管dd2的阴极和第二个n沟道mos管q6的g极；还包括第二个二极管dd1，其阴极连接半桥预驱芯片的vb极和第一个npn型三极管q2的c极，其阳极正极与半桥预驱芯片的nc引脚和vdd引脚相连接并连接高电位+16～25v。本实施例中，定义q1的s极电位为ua；定义q2的c极电位为vb；定义q4的c极为vs；定义q5的e极电位为ua-l-driver。
22.其中，第一个npn型三极管q2和第一个pnp型三极管q4的e极通过第一个电阻r3连接所述第一个n沟道mos管q1的g极。
23.其中，第三个n沟道mos管q3的g极连接第二电阻r1后与第三个n沟道mos管q3的s极接电压-2.3～-3.3v，其d极接在第一个pnp型三极管q4的c极与第二电容c2之间。
24.其中，第二个npn型三极管q5和第二个pnp型三极管q7的e极通过第三电阻r4连接第二个n沟道mos管q6的g极。
25.其中，第二电阻r1和第三电阻r4之间设有第四电阻r2，该第四电阻r2与第一二极管dd2并联，并与第二个npn型三极管q5和第二个pnp型三极管q7的e极连接。
26.其中，第二个npn型三极管q5的c极接高电位+16～25v，第二个pnp型三极管q7的c极连接电压-2.3～-3.3v。
27.其中，半桥预驱芯片ir2110芯片，其vss和nc引脚接地，vcc引脚接高电位+16～25v，com引脚接电压-2.3～-3.3v。
28.本发明工作原理如下：
29.1.三极管为流控型器件，q2为npn三极管，当其b、e两点电压v
be
大于开启电压(即本图中ho端口电压比ua-h-driver高0.7v),b点电流ib＞0(ib为be流向电流)，β
·
ib大于ic(ic为ce流向电流,β为三极管放大倍数)，则认为三极管完全导通，工作在开启状态(或称为导通状态，下同)。q4为pnp三极管，当其b、e两点电压v
be
小于开启电压(即本图中ho端口电压比ua-h-driver低0.7v),v
ce
＞0,ib＞0(ib为eb流向电流)，β
·
ib大于ic(ic为ec流向电流,β为三极管放大倍数一般为50到100倍),则认为三极管完全导通，工作在开启状态。基于三极管工作原理，本图中npn，pnp三极管构成推挽电路，ho端口电压在-3v到+18v下，q2与q4只能开通一个(因为两管v
be
状态一致，不可能出现v
be
大于0.7v，又小于-0.7v)，规避了q2与q4直通短路风险。同时三极管电流放大特性，又实现了功率放大，为开关管快速开关提供了条件。
30.2.本发明以n沟道开关器件为例阐述原理(即图中q1、q3、q6，p沟道器件反之相同)。当v
gs
大于开启电压，可认为开关管完全导通，v
gs
小于开启电压，认为开关器件关断。但是开关器件g、s极之间存在寄生电容c
gs
，开关器件的开通与关断可认为c
gs
电容的充放电这一动态过程。c
gs
电容(c
gs
电容量一定)充放电时间取决于充放电电流的大小。通过推挽电路实现了充放电电流放大，从而缩短开关器件的开关时间。
31.3.本发明中q1、q6构成半桥功率电路，即本预驱电路的载荷。本预驱电路的功能是
循环实现如下过程：
①
q1关断，q6关断
②
q1关断，q6开启
③
q1关断，q6关断
④
q1开启，q6关断，以实现无刷电机控制。q1、q6不能同时开通，否则会直通短路，因此要求预驱芯片端口的控制驱动信号的时序准确，即确保一个管关闭后，另一个再开通。一个管驱动信号置低(又称为置0，下同)到另一个管驱动信号置高(又称为置1，下同)之间必须设置一个延迟时间，确保的两管不能同时导通。此时间称为死区时间。
32.4.电路正常工作前，ho端口置0，q4导通，q1关断，然后将lo置1，q7导通。设计q6的充电回路阻抗r4远大于r2，则q6、q3依次导通。共用的下桥臂隔离电源通过回路gnd、q6、ua、c2、q3、-3v为c2充电，当c2充满时，vs为-3v。同时，18v电源通过回路18v、dd1、c1、q6、gnd为c1充电，当c1充满时，实现vb为18v。后将lo置0后，q3、q6、q7依次关断，回路gnd、q6、ua、c2、q3、-3v断开。实现vs相对于ua的稳定的负偏压-3v。
33.5.随后正常工作中，打开q1工作流程为：将lo置0时，q7导通，ua-l-driver电压为-3v,此时q6、q3的cgs电容快速放电。因q3的cgs的放电回路阻抗(dd2正向导通)远低于因q4的放电回路阻抗r4,所以q3先于q4关断。直至q6的g极为-3v,q6完全关断，从而实现q6的快速关断与负偏压钳位。同时回路18v、dd1、c1、q6、gnd也断开，实现vb相对于ua稳定的电压18v。其中，vb、vs分别为上桥臂开关管的高低电平。然后经过死区时间的延迟后，将ho置1，q2导通c1电容(电压为ua+18v)为q1的c
gs
(电压为ua-3v)充电。c1也损失一定的电荷，q3电压达到18v后完全导通。
34.6.随后正常工作中，打开q6工作流程为为：将ho置0时，q4导通，ua-h-driver电压为ua-3v,q1的c
gs
电容两端电压分别为电压ua、ua+18v,此时c
gs
电容快速放电。放电回路为c
gs
+、r3、q4、c2、c
gs-，直至q1的g极为-3v,从而实现q1的快速关断与负偏压钳位，此时c2电容因放电，也损失一定的电荷。经过死区时间的延迟后，lo置1。q5导通，为q6和q3的c
gs
电容充电，因为r2阻值电容远大于r4,则q3充电电流远小于q6,所以q6先开通,然后q3开通。与上段4中一致，为c1,c2补充损失的电荷，实现正负偏压的的稳定。
35.7.此外，从以上流程可知，通过设置r2、dd2、r4来配置q3、q6的充放电回路阻抗，实现q3后于q6开通，先于q6关断，从而不影响q1、q6死区时间的配置。
36.如图4所示，为本发明实施图。
37.1.ir2110峰值驱动能力为2a,选用d44h11与d45h11组成推挽结构来增大驱动能力，能达到40a(若选用更大功率三极管，驱动能力可以更大)，远大于一般专用驱动芯片驱动能力。控制负压充电回路开关的q6泄放电流峰值能力可100a(此值取决于开关管耐脉冲电流值)，本发明实施图，所需峰值(18v+3v)/(5r//5r//5r//5r),约17a。所以本发明能够完全满足多管并联等大功率场合
38.2.r6为q6的驱动回路限流，r6远大于下桥臂驱动回路的驱动电阻(r70//r8//r9//r10)，保证q6在半桥电路下桥功率器件(q9、q10、q11、q12)导通之后再开通，dd2保证为q6的负压电流泄放回路低阻抗，从而保证q6在半桥电路下桥功率器件(q9、q10、q11、q12)关断之前关断。由此，保证负压充电回路不影响主功率回路的上下桥臂死区时间控制。
39.3.c5(22uf)//c7(22uf)作为负压(-3v)电荷储能器件，c4作为抗高频干扰滤波件，由此保证负压的稳定。c1(22uf)//c2(22uf)作为正压(18v)电荷储能器件，c3作为抗高频干扰滤波件，由此保证正压的稳定。
40.以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精
神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。