一种高升压比DC/DC变换器及其控制方法与流程

本发明涉及开关电源，尤其涉及一种高升压比dc/dc变换器及其控制方法。

背景技术：

1、在新能源、激光、x射线和雷达等领域，高升压dc/dc变换器的使用需求越来越旺盛，其输入电压通常为低压设备，比如光伏电池和燃料电池等，连接到微电网时，通常需要显著的提升电压以满足后级设备的使用需求。

2、在对该高升压dc/dc变换器进行设计时，降低变换器的输入电流纹波至关重要。若变换器输入端为光伏电池，高电流纹波会导致光伏电池的最大功率点跟踪性能不佳，从而降低光伏系统效率。若变换器输入端为燃料电池，电流脉动则会加速电池退化。通过增加输入滤波元件，可有效抑制变换器产生的脉冲输入电流，然而这将明显增加系统的体积和成本。

3、由于传统boost变换器在高占空比下的寄生损耗会降低输出电压和工作效率，并且开关管和二极管需承受极高电压应力，这将增大元器件的使用风险和使用成本，因此通常无法应用于高升压比场合。为此，研究者通常采用级联变换器或准谐振变换器在较低的占空比下提供高电压增益，但是其控制比较复杂，并且级联变换器的第二级承受高电压应力，而准谐振变换器具有高电流应力。因此，两者的功率密度和效率都很低。

4、采用开关电容(switched-capacitor，sc)单元亦可实现高电压增益的目标，其优点是降低了开关管和二极管上的电压应力，从而提升了系统的安全性。然而，sc单元需大量串联使用才能实现高电压增益，这反而会增加系统的成本和体积。更重要的是，由于sc变换器基本电路结构的固有特性，其在输入端存在较大的脉动电流，并且由于sc变换器通常仅使用一个电感器磁芯，会进一步增大脉动输入电流。因此这些变换器不适用于输入端为光伏电池或燃料电池等应用场合。

5、现有一种级联型高升压比变换器如图1所示，其中第一级的电压应力相对较小，它可以工作在很高的开关频率情况下，从而提高了功率密度。第二级工作在相对小的开关频率下，从而减小了损耗。但是级联系统的功率器件、磁芯和控制回路等均需要两组，故其实现起来比较复杂和昂贵。此外，第二级中的功率器件面临极高的电压应力，从而会增加系统安全运行的风险。

6、现有一种开关电容型高升压比变换器如图2所示，每一个开关电容单元由电容、二极管和开关管组成，如图2中的虚线框所示。按照理论通过增加开关电容单元的个数就能实现无穷大的升压比，但是实际上当开关电容单元超过一定量值时，升压效果就会明显下降。此类变换器若要实现很高升压比，其结构也比较复杂，有较多开关管这无疑会带来控制上的复杂以及更大的开关损耗。

7、针对这种情况，开发一种具有低输入电流纹波、低元件数量、低成本和高效率的高升压变换器变得愈发迫切。与其他类似变换器相比，改进的变换器应能够减小输入电流纹波，进而降低输入滤波器的尺寸，甚至直接避免滤波器的使用，从而最大限度地提高整个系统的功率密度。

技术实现思路

1、鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种高升压比dc/dc变换器及其控制方法，用以解决现有开关电容型高升压比变换器要实现很高升压比，其结构也比较复杂，有较多开关管会带来控制上的复杂以及更大的开关损耗的问题。

2、一方面，本发明实施例提供了一种高升压比dc/dc变换器，包括：开关管、耦合电感器、开关电容单元和串联箝位单元，其中，所述开关管，用于根据接通和关断的状态变换，切换所述dc/dc变换器中储能元件的充电和放电状态；所述耦合电感器，其原边绕组用作所述高升压比dc/dc变换器的输入电感，其副边绕组与所述开关电容单元集成，以防止所述开关管在关断期间出现高压尖峰；以及所述串联箝位单元，连接在所述开关管的源极和漏极之间，其中，在所述开关管关断时，吸收所述耦合电感器的原边漏感上的能量以及在所述开关管接通时，将所述能量输出至所述开关电容单元。

3、上述技术方案的有益效果如下：通过耦合电感器降低输入电流波纹，从而在不增加额外输入滤波器条件下，保证输入端脉动电流不对电池的工作性能和工作寿命造成恶劣影响。通过耦合电感器的副边绕组与所述开关电容单元集成，能够防止开关管在关断期间出现高压尖峰，从而提升变换器的安全性和可靠性。

4、基于上述装置的进一步改进，所述耦合电感器还包括位于原边侧的励磁电感和原边漏感，其中，所述励磁电感，并联连接在所述原边绕组的两端，用于减小输入电流纹波；所述原边漏感，串联在输入电源的正电压端和所述原边绕组的异名端之间，用于抑制所述输入电流的脉动；以及所述副边绕组，连接在所述串联箝位单元和所述开关电容单元之间。

5、基于上述装置的进一步改进，所述开关管的漏极连接至所述原边绕组的同名端，以及所述开关管的源极连接至所述输入电源的负电压端。

6、基于上述装置的进一步改进，所述串联箝位单元包括第一二极管、第三电容器和第四电容器，其中，所述第一二极管的阳极连接在所述原边绕组的同名端和所述开关管的漏极；所述第一二极管的阴极连接至所述第三电容器的第一极板端；所述第三电容器的第二极板端连接至所述第四电容器的第一极板端和所述副边绕组的同名端；以及所述第四电容器的第二极板端连接至所述开关管的源极。

7、基于上述装置的进一步改进，所述开关电容单元包括：第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容器和第二电容器，其中，所述第二二极管的阳极连接至所述第一二极管的阴极；所述第二二极管的阴极在第一节点处连接至所述第三二极管的阳极；所述第三二极管的阴极在第二节点处连接至所述第四二极管的阳极和所述副边绕制的异名端；所述第四二极管的阴极连接至所述第二电容器的第一极板端；所述第二电容器的第二极板端连接至所述第一电容器的第一极板端和所述第一节点；以及所述第一电容器的第二极板端连接至所述开关管的漏极。

8、基于上述装置的进一步改进，高升压比dc/dc变换器还包括整流二极管和并联连接的输出电容器和负载电阻器，其中，所述整流二极管的阳极连接至所述第二电容器的第一极板端和所述第四二极管的阴极；所述整流二极管的阴极连接至所述输出电容器的第一极板端；以及所述输出电容器的第二极板端连接至所述开关管的源极。

9、另一方面，本发明实施例提供了一种上述实施例所述的高升压比dc/dc变换器的控制方法，包括：当开关管接通时，通过输入电压对耦合电感器的原边漏感和励磁电感进行充电，以及通过所述耦合电感器的副边绕组和串联箝位单元中的第四电容器共同对所述串联箝位单元中的第三电容器和开关电容单元中的第一电容器和第二电容器进行充电，以及通过输出电容器向负载电阻器供电；当所述开关管关断时，所述第一电容器、所述第二电容器与所述耦合电感器的原边侧放电以向所述负载电阻器供电，通过所述第一电容器、所述第二电容器上的泵升电压、所述耦合电感器的放电效应以及所述输入电压的作用，以高升压比提升输出电压值。

10、基于上述方法的进一步改进，通过以下公式确定dc/dc变换器的升压比：

11、

12、其中，d为所述开关管的工作占空比，n为耦合电感器的匝比，n＝np/ns，np为所述原边绕组的匝数，ns为所述副边绕组的匝数，vin为输入电压，vo为输出电压。

13、基于上述方法的进一步改进，在开关管接通之前，确定所述耦合电感器的励磁电感和原边漏感，并确定所述输出电容器、所述第一电容器、所述第二电容器、所述第三电容器、所述第四电容器的电容值，其中，通过以下公式确定所述耦合电感器的励磁电感lm：

14、

15、其中，io(min)为负载电流的最小值，fsw为所述dc/dc变换器的工作频率，vin为输入电压，d为所述开关管的工作占空比，k为所述耦合电感器的耦合系数，k的取值为1，

16、

17、通过以下公式确定所述耦合电感器的原边漏感llk：

18、

19、其中，δiin为所述dc/dc变换器所允许的输入电流纹波值，所述输入电流纹波值δiin越小，所述原边漏感llk越大，并且当所述原边漏感llk越大时，抑制所述输入电流的脉动的效果越好。

20、基于上述方法的进一步改进，通过以下公式确定所述输出电容器的电容值co：

21、

22、通过以下公式确定所述第一电容器、所述第二电容器、所述第三电容器、所述第四电容器的电容值：

23、

24、

25、

26、

27、

28、其中，iout(max)为所述dc/dc变换器的输出电流最大值，δvo为所述dc/dc变换器所允许的最大输出电压纹波，esr为输出电容的等效串联电阻，pout(max)为所述dc/dc变换器的输出功率最大值，rl为所述负载电阻器的电阻值。

29、与现有技术相比，本发明至少可实现如下有益效果之一：

30、1、通过耦合电感器降低输入电流波纹，从而在不增加额外输入滤波器条件下，保证输入端脉动电流不对电池的工作性能和工作寿命造成恶劣影响。通过耦合电感器的副边绕组与所述开关电容单元集成，能够防止开关管在关断期间出现高压尖峰，从而提升变换器的安全性和可靠性。

31、2、串联箝位单元的存在，可使耦合电感器的原边漏感上的能量在开关管关断时被该单元的第四电容器吸收，并将该能量在开关管开通阶段输出至开关电容单元，从而实现能量的有效利用，因而能够提升变换器的工作效率。

32、3、耦合电感器的原边漏感的存在能够降低二极管反向恢复损耗并保证二极管实现零电流开通和关断，因此该变换器具有高工作效率的特点。

33、本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。