电流处理方法、车载充电器及相关装置与流程

1.本发明涉及车载充电器技术领域，更具体的说，涉及一种电流处理方法、车载充电器及相关装置。


背景技术：

2.车载充电器是装载于电动汽车上，用来完成电网向电动汽车动力电池、蓄电池充电或动力电池向外输出交流电等功能的装置。目前市场上常见的车载充电器多采用两级式结构，如图1所示，一般二级隔离型车载充电器由pfc(power factor correction，功率因数校正)变换器和隔离型直流变换器(简称isolated_dc/dc)两部分构成，两者之间通过母线电容c
bus
相连。母线电容c
bus
的选取关系着整个系统的控制及稳定性。由于电网侧是交流输入而电池侧是直流输出，因此会有大量二倍工频的功率流入母线电容c
bus
，造成母线电压在直流的基础上叠加二倍工频纹波，如图2所示的含有二倍工频波动的母线电压的示意图，包含：实际母线电压和期望母线电压。
3.在实际应用中，母线的二倍频波动需要维持在一定范围以内，否则母线的二倍频波动会影响到车载充电器整体控制的稳定性、网侧电流总谐波失真(total harmonic distortion，thd)，甚至引起电池侧电流的震荡。因此，直流母线常常采用大量的电解电容作为母线电容，以保证车载充电器的功率密度。然而，电解电容不仅体积大，而且在运行过程中会出现电解液挥发、内阻上升等情况，导致电解电容的寿命低于车载充电器其余元件，使得电解电容成为车载充电器寿命受限的重要因素。
4.因此，如何在保证车载充电器体积不变的情况下，延长车载充电器的使用寿命，成为本领域技术人员亟需解决的技术问题。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本发明公开一种电流处理方法、车载充电器及相关装置，以实现减小母线电容的使用，使得车载充电器在体积不变的情况下，可以将电解电容替换为寿命更长体积更小的薄膜电容，且不会对车载充电器的原有功能造成影响，实现在保证车载充电器体积不变的情况下，延长车载充电器的使用寿命。
6.一种母线电压控制单元，包括：第一控制单元、陷波器单元和功率前馈单元；
7.所述第一控制单元，用于对母线电压采样值和母线电压参考值的比较结果进行积分处理得到母线电压控制信号；
8.所述陷波器单元，用于对所述第一控制单元输出的所述母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除，得到目标母线电压控制信号，其中，所述陷波器单元的特征频率设置在二倍工频处；
9.所述功率前馈单元，用于根据当前时刻电池电压及电池电流采样信号得到当前负载下电网所需的输出电流，将所述输出电流与所述陷波器单元输出的所述目标母线电压控制信号相加得到电感电流最大参考值。
10.可选的，还包括：低通滤波单元；
11.所述低通滤波单元，用于对所述母线电压采样值进行低通滤波得到目标母线电压采样值；
12.相应的，所述第一控制单元，用于对所述目标母线电压采样值和所述母线电压参考值的比较结果进行积分处理得到所述母线电压控制信号。
13.一种pfc变换器，包括：电感电流控制单元、占空比前馈单元、第一pwm发生器以及上述所述的母线电压控制单元；
14.所述电感电流控制单元，用于将所述母线电压控制单元输出的所述电感电流最大参考值与所述占空比前馈单元中电网同相的三角函数相乘得到电感电流参考值，并基于所述电感电流参考值得到占空比矫正值；
15.所述占空比前馈单元，用于根据当前母线电压值得到开环占空比；
16.所述第一pwm发生器，用于将所述占空比前馈单元输出的所述开环占空比与所述电感电流控制单元输出的所述占空比矫正值相加后得到实际工作占空比，将所述实际工作占空比通过调制得到用于pfc控制的方波驱动信号。
17.可选的，所述电感电流控制单元包括：谐振控制单元；
18.所述谐振控制单元，用于输入所述电感电流参考值与电感电流采样值的比较值，输出所述占空比矫正值。
19.可选的，所述占空比前馈单元包括：锁相环单元和三角函数单元；
20.所述锁相环单元，用于根据输入的电网电压采样值得到当前电网电压幅值和相位角；
21.所述三角函数单元，用于对所述相位角进行三角函数运算并取绝对值后得到正弦值，基于所述正弦值与母线电压参考值得到所述占空比前馈单元输出的所述开环占空比。
22.可选的，所述三角函数单元具体用于：
23.将所述正弦值与所述母线电压参考值求商得到中间计算结果；
24.当所述相位角经过三角函数运算后大于0时，将1与所述中间计算结果的差值确定为所述开环占空比；
25.当所述相位角经过三角函数运算后不大于0时，直接将所述中间计算结果确定为所述开环占空比。
26.一种车载充电器，包括：隔离型直流变换器、上述所述的pfc变换器、以及连接所述隔离型直流变换器和所述pfc变换器的母线电容，其中，pfc变换器的控制带宽大于所述隔离型直流变换器的控制带宽的预设倍数。
27.可选的，所述隔离型直流变换器包括：直流侧电压控制单元、直流侧电流控制单元、控制变量前馈单元和第二pwm发生器；
28.所述直流侧电压控制单元，用于根据直流侧电压采样值和直流侧电压参考值得到直流侧电流参考值；
29.所述直流侧电流控制单元，用于根据直流侧电流采样值和所述直流侧电压控制单元输出的所述直流侧电流参考值，得到控制变量矫正值；
30.所述控制变量前馈单元，用于根据母线电压采样值、直流电压侧采样值、电路参数以及所述直流侧电压控制单元输出的所述直流侧电流参考值，得到控制变量开环值；
31.所述第二pwm发生器，用于将所述控制变量前馈单元输出的所述控制变量开环值和所述直流侧电流控制单元输出的所述控制变量矫正值相加后得到所述隔离型直流变换器的控制变量值，并将所述隔离型直流变换器的控制变量值通过调制得到用于所述隔离型直流变换器控制的方波驱动信号。
32.可选的，所述直流侧电压控制单元包括：第二控制单元；
33.所述第二控制单元，用于输入所述直流侧电压采样值和所述直流侧电压参考值的比较结果，输出所述直流侧电流参考值。
34.可选的，所述直流侧电流控制单元包括：第三控制单元；
35.所述第三控制单元，用于输入所述直流侧电流采样值和所述直流侧电流参考值的比较结果，输出所述控制变量矫正值。
36.可选的，所述母线电容为薄膜电容。
37.一种电流处理方法，包括：
38.将母线电压采样值和母线电压参考值的比较结果进行积分处理得到母线电压控制信号；
39.对所述母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除，得到目标母线电压控制信号；
40.根据当前时刻电池电压及电池电流采样信号得到当前负载下电网所需的输出电流；
41.将所述输出电流与所述目标母线电压控制信号相加得到电感电流最大参考值。
42.从上述的技术方案可知，本发明公开了一种电流处理方法、车载充电器及相关装置，车载充电器中的母线电压控制单元包括：第一控制单元、陷波器单元和功率前馈单元，第一控制单元对母线电压采样值和母线电压参考值的比较结果进行积分处理得到母线电压控制信号，陷波器单元对第一控制单元输出的母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除得到目标母线电压控制信号，陷波器单元的特征频率设置在二倍工频处，功率前馈单元根据当前时刻电池电压及电池电流采样信号得到当前负载下电网所需的输出电流，将输出电流与陷波器单元输出的目标母线电压控制信号相加得到电感电流最大参考值，通过在pfc变换器中增加陷波器单元，将陷波器单元的特征频率设置在二倍工频处，也即相当于在二倍工频处增加一个较大的增益衰减，使得陷波器单元能够对第一控制单元输出的母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除，最终输出不含二倍工频分量的信号。从而可以减小母线电容的使用，使得车载充电器在体积不变的情况下，可以将电解电容替换为寿命更长体积更小的薄膜电容，且不会对车载充电器的原有功能造成影响，因此实现了在保证车载充电器体积不变的情况下，延长车载充电器的使用寿命。
附图说明
43.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据公开的附图获得其他的附图。
44.图1为现有二级隔离型车载充电器示意图；
45.图2为现有含有二倍工频波动的母线电压的示意图；
46.图3为本发明实施例公开的一种母线电压控制单元的控制环路示意图；
47.图4为本发明实施例公开的一种pfc控制环路示意图；
48.图5为本发明实施例公开的一种车载充电器的结构示意图；
49.图6为本发明实施例公开的一种隔离型直流变换器的控制环路示意图；
50.图7为本发明实施例公开的一种电流处理方法流程图；
51.图8为本发明实施例公开的一种车载充电器电路图；
52.图9(a)为本发明实施例公开的一种采用2mf母线电容及常见控制环路时pfc变换器工作波形图；
53.图9(b)为本发明实施例公开的一种采用500uf母线电容及常见控制环路时pfc变换器工作波形图；
54.图10为本发明实施例公开的一种采用pfc控制环路控制效果仿真图；
55.图11为本发明实施例公开的另一种采用pfc控制环路控制效果仿真图；
56.图12为本发明实施例公开的一种隔离型直流变换器控制环路控制效果仿真图。
具体实施方式
57.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
58.本发明实施例公开了一种电流处理方法、车载充电器及相关装置，通过在pfc变换器中增加陷波器单元，将陷波器单元的特征频率设置在二倍工频处，也即相当于在二倍工频处增加一个较大的增益衰减，使得陷波器单元能够对第一控制单元输出的母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除，最终输出不含二倍工频分量的信号。从而可以减小母线电容的使用，使得车载充电器在体积不变的情况下，可以将电解电容替换为寿命更长体积更小的薄膜电容，且不会对车载充电器的原有功能造成影响，因此实现了在保证车载充电器体积不变的情况下，延长车载充电器的使用寿命。
59.首先需要说明的是，经过推导得出如下结论：
60.电池充电功率po、母线电压v
bus
、母线电容量c
bus
、母线电压波动δv
bus
、电网频率f存下公式(1)所示的关系，公式(1)如下：
[0061][0062]
若将母线电容量c
bus
缩小到原来的三分之一，则母线电压v
bus
的波动会变成原来的三倍，因此，对车载充电器控制就是在母线存在较大二倍工频波动的情况下：
[0063]
(1)将网侧电流thd控制在正常水平(5％)以内；
[0064]
(2)保证电池侧输出非震荡的直流充电电流。
[0065]
基于此，参见图3，本发明实施例公开了一种母线电压控制单元的控制环路示意图，本实施例中的母线电压控制单元应用于pfc变换器，母线电压控制单元包括：第一控制
单元11、陷波器单元12和功率前馈单元13。
[0066]
第一控制单元11，用于对母线电压采样值v
bus
和母线电压参考值v
bus_ref
的比较结果进行积分处理得到母线电压控制信号。
[0067]
较优地，第一控制单元11可以为第一pi控制单元，其他可实现此功能的控制单元也是可行的，此处不做具体限定。
[0068]
具体的，将母线电压参考值v
bus_ref
减去母线电压采样值v
bus
，得到二者的比较结果。
[0069]
陷波器单元12，用于对所述第一控制单元11输出的所述母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除，得到目标母线电压控制信号，其中，陷波器单元12的特征频率设置在二倍工频处。
[0070]
通常母线电压采样值v
bus
中含有大量的二倍工频分量，而该二倍工频分量会反馈在第一控制单元11输出的母线电压控制信号上，因此，本发明在第一控制单元11后面增加了陷波器单元12，并将陷波器单元12的特征频率设置在二倍工频处，如此相当于与在二倍工频处增加一个较大的增益衰减，且该增益衰减并不影响pfc变换器的整体控制带宽，实现将第一控制单元11输出的母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除。
[0071]
功率前馈单元13，用于根据当前时刻电池电压及电池电流采样信号得到当前负载下电网所需的输出电流，将所述输出电流与所述陷波器单元12输出的所述目标母线电压控制信号相加得到电感电流最大参考值。
[0072]
母线电压控制单元的电压环带宽通常设计的较低，且陷波器单元12会对电压环动态产生额外的影响，因此增加了功率前馈单元13，功率前馈单元13根据当前时刻电池电压及电池电流采样信号得到当前负载下电网所需的输出电流，通过将该输出电力与陷波器单元12输出的目标母线电压控制信号相加，得到母线电压控制单元输出的电感电流最大参考值。
[0073]
综上可知，本发明公开了一种母线电压控制单元，包括：第一控制单元11、陷波器单元12和功率前馈单元13，第一控制单元11对母线电压采样值和母线电压参考值的比较结果进行积分处理得到母线电压控制信号，陷波器单元12对第一控制单元11输出的母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除得到目标母线电压控制信号，陷波器单元12的特征频率设置在二倍工频处，功率前馈单元13根据当前时刻电池电压及电池电流采样信号得到当前负载下电网所需的输出电流，将输出电流与陷波器单元12输出的目标母线电压控制信号相加得到电感电流最大参考值。本发明通过在pfc变换器中增加陷波器单元12，将陷波器单元12的特征频率设置在二倍工频处，也即相当于在二倍工频处增加一个较大的增益衰减，使得陷波器单元12能够对第一控制单元11输出的母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除，最终输出不含二倍工频分量的信号。从而可以减小母线电容的使用，使得车载充电器在体积不变的情况下，可以将电解电容替换为寿命更长体积更小的薄膜电容，且不会对车载充电器的原有功能造成影响，因此实现了在保证车载充电器体积不变的情况下，延长车载充电器的使用寿命。
[0074]
为进一步优化上述实施例，母线电压控制单元还可以包括：低通滤波单元14；
[0075]
低通滤波单元14，用于对母线电压采样值v
bus
进行低通滤波得到目标母线电压采样值；
[0076]
相应的，第一控制单元11，用于对所述目标母线电压采样值和所述母线电压参考值v
bus_ref
的比较结果进行积分处理得到所述母线电压控制信号。
[0077]
本实施例中，通过低通滤波单元14对母线电压采样值v
bus
进行低通滤波处理，可以滤除母线电压采样值v
bus
中的部分二倍工频分量，后续在由陷波器单元12滤除剩余的二倍工频分量。
[0078]
与上述实施例相对应，本发明还公开了一种pfc变换器。
[0079]
参见图4，本发明实施例公开的一种pfc控制环路示意图，pfc变换器包括：母线电压控制单元10、电感电流控制单元20、占空比前馈单元30和第一pwm(pulse width modulation，脉冲宽度调制)发生器40。
[0080]
其中，电感电流控制单元20，用于将所述母线电压控制单元10输出的电感电流最大参考值与所述占空比前馈单元30中电网同相的三角函数相乘得到电感电流参考值i
l_ref
，并基于所述电感电流参考值i
l_ref
得到占空比矫正值。
[0081]
占空比前馈单元30，用于根据当前母线电压值得到开环占空比。
[0082]
第一pwm发生器40，用于将占空比前馈单元30输出的开环占空比与电感电流控制单元20输出的占空比矫正值相加后得到实际工作占空比，将实际工作占空比通过调制得到用于pfc控制的方波驱动信号。
[0083]
在实际应用中，可以将实际工作占空比作为pfc变换器的控制变量值与三角载波进行比较得到用于pfc控制的方波驱动信号。
[0084]
为进一步优化上述实施例，电感电流控制单元20可以包括：谐振控制单元21；
[0085]
谐振控制单元21，用于输入电感电流参考值i
l_ref
与电感电流采样值i
l
的比较值，输出占空比矫正值。
[0086]
较优的，谐振控制单元21可以为pir(proportional integral resonance，比例积分谐振)控制单元。其中，其他可实现此功能的控制单元也是可行的，此处不做具体限定。
[0087]
也就是说，电感电流参考值i
l_ref
与电感电流采样值i
l
比较后输入谐振控制单元21，由谐振控制单元对比较值处理后得到占空比矫正值。
[0088]
为进一步优化上述实施例，占空比前馈单元30可以包括：锁相环单元31和三角函数单元32；
[0089]
锁相环单元31，用于根据输入的电网电压采样值得到当前电网电压幅值和相位角；
[0090]
三角函数单元32，用于对所述相位角进行三角函数运算并取绝对值后得到正弦值，基于所述正弦值与母线电压参考值得到占空比前馈单元30输出的开环占空比。
[0091]
占空比前馈单元30的实现流程如下：
[0092]
电网电压采样值vg经过锁相环单元31运算后得到当前电网电压的幅值v
ac_amp
和相位角φ；相位角φ经过三角函数sin运算后取绝对值得到正弦值，基于该正弦值与母线电压参考值v
bus_ref
得到占空比前馈单元30输出的开环占空比。
[0093]
其中，三角函数单元32具体可以用于：
[0094]
将正弦值与所述母线电压参考值求商得到中间计算结果；
[0095]
当所述相位角经过三角函数运算后大于0时，将1与所述中间计算结果的差值确定为开环占空比；
[0096]
当所述相位角经过三角函数运算后不大于0时，直接将所述中间计算结果确定为开环占空比。
[0097]
具体的，将相位角φ经过三角函数sin运算后取绝对值得到的正弦值与母线电压参考值v
bus_ref
相除得到中间计算结果|v
ac_amp
*sin(φ)|/v
bus_ref
；如果sin(φ)》0，则以1-|v
ac_amp
*sin(φ)|/v
bus_ref
作为占空比前馈单元30输出的开环占空比；否则以|v
ac_amp
*sin(φ)|/v
bus_ref
作为占空比前馈单元30输出的开环占空比。
[0098]
与上述方法实施例相对应，本发明还公开了一种车载充电器。
[0099]
参见图5，本发明实施例公开的一种车载充电器的结构示意图，该车载充电器包括：隔离型直流变换器、图4所示实施例中的pfc变换器，以及连接隔离型直流变换器和pfc变换器的母线电容。
[0100]
其中，pfc变换器的控制带宽大于隔离型直流变换器的控制带宽的预设倍数，预设倍数的取值依据实际需要而定，比如5倍，本发明在此不做限定。
[0101]
需要说明的是，pfc变换器的作用是控制电网侧电流的功率因数和总谐波含量。隔离型直流变换器的作用是控制电池端的电压和电流，并且，隔离型直流变换器是在pfc变换器将母线电压控制在给定参考值v
bus_ref
后才开始工作。
[0102]
本发明中pfc变换器的设计关键为陷波器单元12和控制带宽，由于剧烈的二倍工频分量将反应在第一控制单元11的输出上。如果此时将第一控制单元11的带宽设计的非常低，会对二倍工频分量有一定的控制效果。但是考虑到母线承担全部二倍工频波动，为避免因pfc变换器的控制带宽较低导致隔离型直流变换器的控制环路难以设计，本发明将pfc变换器的控制带宽设计为大于隔离型直流变换器的控制带宽的预设倍数，该预设倍数至少为5倍。与此同时，本发明在第一控制单元11后面增加了陷波器单元12，并将陷波器单元12的特征频率设置在二倍工频处，如此相当于在二倍工频处增加一个较大的增益衰减，且该增益衰减并不影响pfc变换器的整体控制带宽，实现将第一控制单元11输出的母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除。
[0103]
隔离型直流变换器的设计关键是隔离型直流变换器的控制带宽应当远小于pfc变换器的控制带宽，以使隔离型直流变换器在二倍工频处具有较大的等效阻尼，减少对母线二倍工频波动的响应。由于隔离型直流变换器的控制带宽比较低，控制量计算前馈可以很好对其动态响应加以改善。
[0104]
综上可知，本发明公开了一种车载充电器，通过在pfc变换器中增加陷波器单元12，将陷波器单元12的特征频率设置在二倍工频处，也即相当于在二倍工频处增加一个较大的增益衰减，使得陷波器单元12能够对第一控制单元11输出的母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除，最终输出不含二倍工频分量的信号。与此同时，通过将pfc变换器的控制带宽设置为大于隔离型直流变换器的控制带宽的预设倍数，使得隔离型直流变换器在二倍工频处具有较大的等效阻尼，从而减少对二倍工频波动的响应，由此进一步降低母线电压的二倍工频波动，从而可以减小母线电容的使用，使得车载充电器在体积不变的情况下，可以将电解电容替换为寿命更长体积更小的薄膜电容，且不会对车载充电器的原有功能造成影响，因此实现了在保证车载充电器体积不变的情况下，延长车载充电器的使用寿命。
[0105]
基于上述论述可知，图5所示实施例中的母线电容相对于现有技术可以减少很多，
比如，图5中的母线电容＜c
bus
/3，因此，本实施例中的母线电容可以优选寿命更长体积更小的薄膜电容。
[0106]
为进一步优化上述实施例，参见图6，本发明实施例公开的一种隔离型直流变换器的控制环路示意图，隔离型直流变换器包括：直流侧电压控制单元50、直流侧电流控制单元60、控制变量前馈单元70和第二pwm发生器80。
[0107]
其中，直流侧电压控制单元50，用于根据直流侧电压采样值v
dc
和直流侧电压参考值v
dc_ref
得到直流侧电流参考值i
dc_ref
。
[0108]
直流侧电流控制单元60，用于根据直流侧电流采样值i
dc
和直流侧电压控制单元50输出的直流侧电流参考值i
dc_ref
，得到控制变量矫正值。
[0109]
其中，控制变量矫正值中的控制变量因控制方法而异，可能是移相角度、频率等。
[0110]
控制变量前馈单元70，用于根据母线电压采样值v
bus
、直流电压侧采样值v
dc
、电路参数以及直流侧电压控制单元50输出的直流侧电流参考值i
dc_ref
，得到控制变量开环值。
[0111]
其中，控制变量开环值中的控制变量可以为移相角度、频率等。
[0112]
第二pwm发生器80，用于将控制变量前馈单元70输出的控制变量开环值和直流侧电流控制单元60输出的控制变量矫正值相加后得到隔离型直流变换器的控制变量值，并将隔离型直流变换器的控制变量值通过调制得到用于隔离型直流变换器控制的方波驱动信号。
[0113]
在实际应用中，可以将隔离型直流变换器的控制变量值与三角载波进行比较得到用于隔离型直流变换器控制的方波驱动信号。
[0114]
为进一步优化上述实施例，直流侧电压控制单元50可以包括：第二控制单元51；
[0115]
第二控制单元51，用于输入直流侧电压采样值v
dc
和直流侧电压参考值v
dc_ref
的比较结果，输出直流侧电流参考值i
dc_ref
。
[0116]
也就是说，直流侧电压采样值v
dc
和直流侧电压参考值v
dc_ref
比较后经第二控制单元51得到直流侧电流参考值i
dc_ref
。
[0117]
为进一步优化上述实施例，直流侧电流控制单元60可以包括：第三控制单元61；
[0118]
第三控制单元61，用于输入直流侧电流采样值i
dc
和直流侧电流参考值i
dc_ref
，的比较结果，输出控制变量矫正值。
[0119]
也就是说，直流侧电流采样值i
dc
和直流侧电流参考值i
dc_ref
比较后经第三控制单元61得到控制变量矫正值。
[0120]
与上述实施例相对应，本发明还公开了一种电流处理方法。
[0121]
参见图7，本发明实施例公开的一种电流处理方法流程图，该方法与图3所示实施例相对应，该方法包括：
[0122]
步骤s101、将母线电压采样值和母线电压参考值的比较结果进行积分处理得到母线电压控制信号；
[0123]
步骤s102、对所述母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除，得到目标母线电压控制信号；
[0124]
步骤s103、根据当前时刻电池电压及电池电流采样信号得到当前负载下电网所需的输出电流；
[0125]
步骤s104、将所述输出电流与所述目标母线电压控制信号相加得到电感电流最大
参考值。
[0126]
综上可知，本发明公开了一种电流处理方法，通过对母线电压控制信号中的二倍工频分量进行滤除，使得最终输出不含二倍工频分量的信号，从而可以减小母线电容的使用，使得车载充电器在体积不变的情况下，可以将电解电容替换为寿命更长体积更小的薄膜电容，且不会对车载充电器的原有功能造成影响，因此实现了在保证车载充电器体积不变的情况下，延长车载充电器的使用寿命。
[0127]
为对本发明公开的方案能够滤除二倍工频分量，从而可以有效减小母线电容的使用进行验证，参见图8，本发明实施例公开的一种车载充电器电路图，其中图中的filter表示滤波器。
[0128]
假设最大充电功率为3300w。电网频率50hz。母线电压400v。那么为了如果需要将母线电压二倍频波动维持在母线电压的3％，也就是400
±
6v，那么可以根据公式(1)计算出此时所需的母线电容量为2mf。
[0129]
将电容量减小为原来的25％，也就是500uf。按照前述相同电容量下电解电容体积是薄膜电容的三倍，此时采用薄膜电容，总体积也将小于采用电解电容。500uf母线电容下，如果二倍频功率波动完全由母线电容承担，母线电压二倍频波动将达到
±
24v。如图9(a)和如图9(b)所示是选用不同电容时，采用常见闭环控制器环路时pfc的工作情况，上为母线电压，下为网侧电流。可以看出，当选用较小的母线电容时，母线电压大范围波动，并引起网侧电流的严重畸变。
[0130]
网侧电流严重畸变的原因是由于剧烈的母线二倍频波动通过控制器反应在了电流参考值上，这是由于pfc变换器的控制带宽较大，单独依靠控制器的矫正作用无法消除这种波动。
[0131]
图10所示是采用常见闭环控制器以及本发明控制器环路时的pfc变换器工作情况对比，上为母线电压，下为电网电流。图中虚线之前采用常见pfc控制环路，虚线之后切换成本发明中pfc控制环路。
[0132]
由图10可以看出，本发明所提出pfc控制环路(详见图4)在母线电压剧烈波动的情况下依然可以实现网侧电流低thd控制，有效抑制了母线剧烈二倍频波动带来的影响。
[0133]
图11所示是切换控制环路前后的功率因数控制情况，上为电网电压，下为电网电流。由仿真结果图11可以看出，本发明所提出pfc控制环路在矫正网侧thd的同时，不影响网侧功率因数控制。
[0134]
图12所示是采用本发明所提出iso_dcdc控制环路的母线电压与iso_dcdc电池侧电压、电流波形。由图可以看出，在母线电压波动的情况下，电池充电电流几乎不含二倍频分量，二倍频功率波动如设计初衷被母线电容吸收。
[0135]
综上可知，本发明所提出控制环路的两级隔离型车载充电器有效减小了母线电容并实现了预定功能。
[0136]
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者
设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0137]
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
[0138]
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。