一种双有源桥DC-DC变换器的电流型离散移相控制装置及方法

一种双有源桥dc-dc变换器的电流型离散移相控制装置及方法
技术领域
1.本发明涉及dc-dc变换器技术领域，具体涉及一种双有源桥dc-dc变换器的电流型离散移相控制装置及方法。


背景技术：

2.近年来，我国的储能产业迅速发展，其中电化学储能的增速最为瞩目。在新能源发电系统和储能系统中，dc-dc变换器是一个核心组件，是连接新能源发电系统和储能系统的重要环节。储能系统需要根据外界需求灵活地进行能量储存与释放，因此dc-dc变换器必须具备双向的功率传输能力，考虑到高增益比的实现和系统的安全问题，还需要dc-dc变换器实现发电系统和电池储能系统之间的电气隔离。此外还需要考虑设备尺寸、系统经济性及节约能源方面，因此高效率和高功率密度成为电池储能系统对dc-dc变换器的两大主要要求。总结来说，电池储能系统需要高效率、高功率密度的隔离型双向dc-dc变换器。双有源桥(dual active bridge,dab)dc-dc变换器作为一种隔离型的双向dc-dc变换器，具有高功率密度、高效率、能量双向传输特性和便于级联与并联等特点在微电网、固态变压器、电动汽车和储能系统等领域得到了大量的研究和应用。
3.目前，业内对提升dab变换器动态响应速度的移相控制方法为：pi补偿网络设计法，通过建立变换器系统的动态模型，优化设计pi补偿网络，以加快控制器的动态响应速度。该方法虽然能在一定程度上有效提升dab变换器的动态响应速度，但其动态性能仍然受限于pi调节器及其补偿网络的带宽。
4.另外，专利号cn112260551“一种无直流偏置的双有源桥dc-dc变换器的控制方法及装置”，基于离散控制思想，通过产生移相比不同的离散控制脉冲组，并在每个开关周期内从中选择出有效的控制脉冲组，实现对dab变换器进行控制。该技术需要通过对双有源桥dc-dc变换器进行建模，基于模型，结合功率范围、直流偏置消除、效率优化等性能要求对控制器参数进行设计。因此控制器性能受变换器模型精确度、电路寄生参数影响，对电路参数要求高，当模型与实际变换器参数相差较大时，控制器仍可能出现直流偏置问题。


技术实现要素：

5.针对上述问题，本发明提供一种双有源桥dc-dc变换器的电流型离散移相控制装置及方法，提升了双有源桥dc-dc变换器的动态响应，同时消除了变换器直流偏置问题。
6.本发明采用下述的技术方案：
7.一种双有源桥dc-dc变换器的电流型离散移相控制装置及方法，包括：
8.一种双有源桥dc-dc变换器的电流型离散移相控制装置，其特征在于，包括双有源桥dc-dc变换器、输出电压采样模块、输出电流采样模块、电感电流采样模块、电感电流基准值选择器、输出电压比较器、控制脉冲组选择器、滞环控制模块和驱动模块；所述双有源桥dc-dc变换器输出端连接输出电压采样模块输入端、输出电流采样模块输入端、电感电流采
样模块输入端；所述电压采样模块输出端、输出电流采样模块输出端和外界电流i1、i2连接电感电流基准值选择器输入端；电感电流基准值选择器输出端连接滞环控制模块输入端；所述输出电压采样模块输出端和输出电压参考值u
ref
连接输出电压比较器输入端，输出电压比较器输出端连接控制脉冲组选择器输入端；所述滞环控制模块输出端和控制脉冲组选择器输出端连接驱动模块输入端；所述驱动模块输出端连接双有源桥dc-dc变换器。所述双有源桥dc-dc变换器包括变压器、以及分别连接在所述变压器原边和副边的原边h桥和副边h桥，所述原边h桥和副边h桥为全桥结构共包括8个开关管。
9.进一步的，所述控制脉冲组选择器预设有高功率移相控制脉冲组ph和低功率移相控制脉冲组p
l
。
10.进一步的，所述滞环控制模块包括增益模块，比较器1，比较器2，sr触发器；
11.所述增益模块的输入端连接所述电感电流基准值选择器输出的电感电流基准值i
lref
，增益模块输出端连接比较器2的正向输入端；
12.所述比较器1的正向输入端连接所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流值i
l
，比较器1负向输入端连接所述电感电流基准值选择器输出的电感电流基准值i
lref
，比较器1输出端连接sr触发器的s输入端；
13.所述比较器2的正向输入端连接所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流值i
l
，比较器2负向输入端连接所述增益模块的输出的电感电流基准值-i
lref
，比较器2输出端连接sr触发器的r输入端；
14.所述sr触发器的s输入端连接比较器1的输出端，sr触发器的r输入端连接比较器2的输出端，sr触发器的q输出端连接驱动模块的输入端，其输出端连接驱动模块的输入端。
15.一种双有源桥dc-dc变换器的电流型离散移相控制方法，其特征在于，采用权利要求1-4所述的控制装置，包括以下步骤：
16.s1、通过输出电压采样模块采样所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值uo；
17.s2、通过输出电流采样模块采样所述双有源桥dc-dc变换器的输出电流值io；
18.s3、通过电感电流采样模块采样所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流值i
l
；
19.s4、在每个采样周期ts开始时刻，根据所述步骤s1所获得输出电压值uo与所述输出电压参考值u
ref
在输出电压比较器中进行比较：ev＝u
ref
－uo；当ev≥0时，控制脉冲组选择器选取所述高功率移相控制脉冲组ph作为有效控制信号控制所述双有源桥dc-dc变换器的开关管q
1-q4，使所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压上升；当ev＜0时，控制脉冲组选择器选取所述低功率移相控制脉冲组p
l
作为有效控制信号组控制所述双有源桥dc-dc变换器的开关管q
1-q4，使所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压下降。具体方法为：
20.s4.1、设置所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值u
ref
和采样周期ts；从所述原边h桥第一桥臂的上开关管q1作为标准开关管并设置所述标准开关管的控制信号v
p1
，其占空比为50％的方波信号；
21.将所述原边h桥第一桥臂的上开关管q1的控制信号v
p1
移相d
1h
t
hs
得到所述原边h桥第二桥臂的下开关管q4的控制信号v
p4
，将v
p1
、v
p4
分别移相t
hs
得到所述原边h桥第一桥臂的下开关管q2的控制信号v
p2
、所述原边h桥第二桥臂的上开关管q3的控制信号v
p3
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
共同组成所述高功率移相控制脉冲组ph；
22.将所述原边h桥第一桥臂的上开关管q1的控制信号v
p1
移相d
1l
t
hs
得到所述原边h桥第二桥臂的下开关管q4的控制信号v
p4
，将v
p1
、v
p4
分别移相t
hs
得到所述原边h桥第一桥臂的下开关管q3的控制信号v
p2
、所述原边h桥第二桥臂的上开关管q2的控制信号v
p3
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
共同组成所述低功率移相控制脉冲组p
l
；
23.s4.2、设置高功率移相控制脉冲组ph作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1h
和设置低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1l
，使得d
1h
和d
1l
满足以下条件：
24.0≤d
1h
≤d
1l
≤1
25.s5、在电感电流基准值选择器中，根据所述步骤s1获得的uo和所述步骤s2获得的io，根据po＝uo×io
计算出输出功率po，输出功率po与参考输出功率p1进行比较，在i1、i2选取合适的电感电流值作为电感电流的基准值i
lref
；当输出功率po＜p1，选择i1作为电感电流的基准值i
lref
，输出给所述滞环控制模块；当输出功率po≥p1，选择i2作为电感电流的基准值i
lref
，输出给所述滞环控制模块；其具体过程为：
26.s5.1、所述双有源桥dc-dc变换器电感电流的基准值i
lref
和所述双有源桥dc-dc变换器外移相d2需满足以下条件：
[0027][0028]
式中，d1为双有源桥dc-dc变换器外移相；u
in
为所述双有源桥dc-dc变换器的输入电压值；uo为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值；fs为所述双有源桥dc-dc变换器的开关频率；l为所述双有源桥dc-dc变换器的辅助电感值；
[0029]
s5.2、将所述双有源桥dc-dc变换器的输出功率分为[p
l1
，p1)，[p1，p
h1
]，当输出功率po＜p1时，设置电感电流值i1作为所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流的基准值i
lref
，使得i1满足以下条件：
[0030]
p
l1
≤po＜p1[0031][0032][0033][0034]
式中，u
in
为所述双有源桥dc-dc变换器的输入电压值；uo为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值；n为所述变压器的原副边匝数比；fs为所述双有源桥dc-dc变换器的开关频率；l为所述双有源桥dc-dc变换器的辅助电感值；po为所述双有源桥dc-dc变换器期望输出功率；u
ref
为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值；r为所述双有源桥dc-dc变换器的负载电阻值；d
1h
为高功率移相控制脉冲组ph作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比；d
1l
为低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比；
[0035]
s5.3、当输出功率po≥p1时，设置电感电流值i2作为所述双有源桥dc-dc变换器的
电感电流的基准值i
lref
，使得i2满足以下条件：
[0036]
p1≤po＜p
h1
[0037][0038][0039][0040]
式中，u
in
为所述双有源桥dc-dc变换器的输入电压值；uo为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值；n为所述变压器的原副边匝数比；fs为所述双有源桥dc-dc变换器的开关频率；l为所述双有源桥dc-dc变换器的辅助电感值；po为所述双有源桥dc-dc变换器期望输出功率；u
ref
为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值；r为所述双有源桥dc-dc变换器的负载电阻值；d
1h
为高功率移相控制脉冲组ph作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比；d
1l
为低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比；
[0041]
s5.4、基于步骤s5.2设置的i1，判断是否满足p
l
≤po＜p1；基于步骤s5.3设置的i2，判断是否满足p1≤po≤ph，若是则转到步骤s6，否则返回步骤s4.2，重新设置d
1h
和d
1l
。
[0042]
s6、在滞环控制模块中，根据所述步骤s5所获得的电感电流的基准值i
lref
和经过增益模块的电感电流的基准值-i
lref
与所述步骤s3所获得的电感电流值i
l
的进行比较，将结果输送到sr触发器，产生合适的控制脉冲信号输出至所述驱动模块，控制所述双有源桥dc-dc变换器的开关管s1-s4；具体过程为：
[0043]
s6.1、电感电流值i
l
大于所述步骤五所获得的电感电流的基准值i
lref
，sr触发器s输入端输入为高电平；sr触发器q输出端输出高电平；sr触发器输出端输出低电平；
[0044]
s6.2、当电感电流值i
l
小于经过增益模块的电感电流的基准值-i
lref
，sr触发器r输入端输入为高电平；sr触发器q输出端输出低电平；sr触发器输出端输出高电平；
[0045]
s6.3、将步骤s6.1和步骤s6.2中sr触发器q输出端产生的控制信号输送到所述变压器副边h桥第一桥臂的上开关管q1和副边h桥第二桥臂的下开关管q4，作为q1的控制信号v
p5
和q4的控制信号v
p8
，所述v
p5
和v
p8
状态一致；
[0046]
s6.4、将步骤s6.1和步骤s6.2中sr触发器输出端产生的控制信号输送到所述变压器副边h桥第一桥臂的下开关管q2和副边h桥第二桥臂的上开关管q3，作为q2的控制信号v
p6
和q3的控制信号v
p7
，所述v
p6
和v
p7
状态一致。
[0047]
s7、根据所述步骤s4和步骤s6，所述驱动模块根据控制脉冲组选择器和滞环控制模块的输出信号产生控制8个开关管的栅极驱动信号v
p1-v
p8
，栅极驱动信号v
p1-v
p8
分别控制所述双有源桥dc-dc变换器的8个开关管q
1-q4和s1-s4。
[0048]
本发明的有益效果是：
[0049]
1、与现有电压闭环控制相比，本发明无需pi补偿网络，降低了系统结构的复杂性，增强了系统的稳定性，加快了系统的瞬态响应速度。
[0050]
2、本发明提出的控制方法和装置在双有源桥dc-dc变换器负载突变时无直流偏置，避免了过大的直流偏置电流引起的开关和导通损耗，消除了变压器磁饱和的影响，提高了双有源桥dc-dc变换器的可靠性，同时本发明无需硬件电路去抑制直流偏置电流，可显著减小双有源桥dc-dc变换器体积。
[0051]
3、本发明引入电流环，通过直接对电感电流峰谷值进行控制来达到消除直流偏置效果，电压环用来控制变换器的输出。
[0052]
4、本发明对电路参数要求不高，控制器性能不受变换器模型精确度、电路寄生参数影响，控制参数的设计无需考虑等效电阻的影响，降低了控制系统的设计难度和复杂性，从而降低了系统结构的复杂性。
附图说明
[0053]
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅涉及本发明的一些实施例，而非对本发明的限制。
[0054]
图1为本发明结构框图；
[0055]
图2为本发明具体电路结构示意图；
[0056]
图3为本发明实施例中双有源桥dc-dc变换器在稳态条件下某一时段内的时域仿真波形图，其中(a)为下一个控制脉冲组循环周期内的时域仿真波形，图(b)为滞环控制模块产生的控制信号下的时域仿真波形图；
[0057]
图4中(a)与(b)分别为本发明实施例的双有源桥dc-dc变换器在负载突变和输入电压突变时的时域仿真波形图；
[0058]
图5中(a)与(b)分别为电压闭环控制双有源桥dc-dc变换器在负载突变和输入电压突变时的时域仿真波形图。
[0059]
图3、图4、图5的仿真条件如下：输出电压参考值u
ref
为96v，变压器匝数比n为1，变压器漏感l为40μh，开关频率fs为50khz，输入电容c1和输出电容c2均为470μf。
具体实施方式
[0060]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0061]
除非另外定义，本公开使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本公开中使用的“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也可能相应地改变。
[0062]
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
[0063]
如图1所示，一种双有源桥dc-dc变换器的电流型离散移相控制装置，其特征在于，包括双有源桥dc-dc变换器、输出电压采样模块、输出电流采样模块、电感电流采样模块、电感电流基准值选择器、输出电压比较器、控制脉冲组选择器、滞环控制模块和驱动模块；所
述双有源桥dc-dc变换器输出端连接输出电压采样模块输入端、输出电流采样模块输入端、电感电流采样模块输入端；所述电压采样模块输出端、输出电流采样模块输出端和外界电流i1、i2连接电感电流基准值选择器输入端；电感电流基准值选择器输出端连接滞环控制模块输入端；所述输出电压采样模块输出端和输出电压参考值u
ref
连接输出电压比较器输入端，输出电压比较器输出端连接控制脉冲组选择器输入端；所述滞环控制模块输出端和控制脉冲组选择器输出端连接驱动模块输入端；所述驱动模块输出端连接双有源桥dc-dc变换器。所述双有源桥dc-dc变换器包括变压器、以及分别连接在所述变压器原边和副边的原边h桥和副边h桥，所述原边h桥和副边h桥为全桥结构共包括8个开关管。
[0064]
本实施例中，输出电压参考值u
ref
为96v。
[0065]
所述控制脉冲组选择器预设有高功率移相控制脉冲组ph和低功率移相控制脉冲组p
l
。
[0066]
所述滞环控制模块包括增益模块，比较器1，比较器2，sr触发器；
[0067]
所述增益模块的输入端连接所述电感电流基准值选择器输出的电感电流基准值i
lref
，增益模块输出端连接比较器2的正向输入端；
[0068]
所述比较器1的正向输入端连接所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流值i
l
，比较器1负向输入端连接所述电感电流基准值选择器输出的电感电流基准值i
lref
，比较器1输出端连接sr触发器的s输入端；
[0069]
所述比较器2的正向输入端连接所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流值i
l
，比较器2负向输入端连接所述增益模块的输出的电感电流基准值-i
lref
，比较器2输出端连接sr触发器的r输入端；
[0070]
所述sr触发器的s输入端连接比较器1的输出端，sr触发器的r输入端连接比较器2的输出端，sr触发器的q输出端连接驱动模块的输入端，其输出端连接驱动模块的输入端。
[0071]
一种双有源桥dc-dc变换器的电流型离散移相控制方法，其特征在于，采用权利要求1-4所述的控制装置，包括以下步骤：
[0072]
s1、通过输出电压采样模块采样所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值uo；
[0073]
s2、通过输出电流采样模块采样所述双有源桥dc-dc变换器的输出电流值io；
[0074]
s3、通过电感电流采样模块采样所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流值i
l
；
[0075]
s4、在每个采样周期ts开始时刻，根据所述步骤s1所获得输出电压值uo与所述输出电压参考值u
ref
在输出电压比较器中进行比较：ev＝u
ref
－uo；当ev≥0时，控制脉冲组选择器选取所述高功率移相控制脉冲组ph作为有效控制信号控制所述双有源桥dc-dc变换器的开关管q
1-q4，使所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压上升；当ev＜0时，控制脉冲组选择器选取所述低功率移相控制脉冲组p
l
作为有效控制信号组控制所述双有源桥dc-dc变换器的开关管q
1-q4，使所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压下降。其具体过程为：
[0076]
s4.1、设置所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值u
ref
和采样周期ts；从所述原边h桥第一桥臂的上开关管q1作为标准开关管并设置所述标准开关管的控制信号v
p1
，其占空比为50％的方波信号；
[0077]
将所述原边h桥第一桥臂的上开关管q1的控制信号v
p1
移相d
1h
t
hs
得到所述原边h桥第二桥臂的下开关管q4的控制信号v
p4
，将v
p1
、v
p4
分别移相t
hs
得到所述原边h桥第一桥臂的
下开关管q2的控制信号v
p2
、所述原边h桥第二桥臂的上开关管q3的控制信号v
p3
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
共同组成所述高功率移相控制脉冲组ph；
[0078]
将所述原边h桥第一桥臂的上开关管q1的控制信号v
p1
移相d
1l
t
hs
得到所述原边h桥第二桥臂的下开关管q4的控制信号v
p4
，将v
p1
、v
p4
分别移相t
hs
得到所述原边h桥第一桥臂的下开关管q3的控制信号v
p2
、所述原边h桥第二桥臂的上开关管q2的控制信号v
p3
，此时的v
p1
、v
p2
、v
p3
、v
p4
共同组成所述低功率移相控制脉冲组p
l
；
[0079]
s4.2、设置高功率移相控制脉冲组ph作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1h
和设置低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比d
1l
，使得d
1h
和d
1l
满足以下条件：
[0080]
0≤d
1h
≤d
1l
≤1
[0081]
s5、在电感电流基准值选择器中，根据所述步骤s1获得的uo和所述步骤s2获得的io，根据po＝uo×io
计算出输出功率po，输出功率po与参考输出功率p1进行比较，在i1、i2选取合适的电感电流值作为电感电流的基准值i
lref
；当输出功率po＜p1，选择i1作为电感电流的基准值i
lref
，输出给所述滞环控制模块；当输出功率po≥p1，选择i2作为电感电流的基准值i
lref
，输出给所述滞环控制模块；其具体过程为：
[0082]
s5.1、所述双有源桥dc-dc变换器电感电流的基准值i
lref
和所述双有源桥dc-dc变换器外移相d2需满足以下条件：
[0083][0084]
式中，d1为双有源桥dc-dc变换器外移相；u
in
为所述双有源桥dc-dc变换器的输入电压值；uo为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值；fs为所述双有源桥dc-dc变换器的开关频率；l为所述双有源桥dc-dc变换器的辅助电感值；
[0085]
s5.2、将所述双有源桥dc-dc变换器的输出功率分为[p
l1
，p1)，[p1，p
h1
]，当输出功率po＜p1时，设置电感电流值i1作为所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流的基准值i
lref
，使得i1满足以下条件：
[0086]
p
l1
≤po＜p1[0087][0088][0089][0090]
式中，u
in
为所述双有源桥dc-dc变换器的输入电压值；uo为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值；n为所述变压器的原副边匝数比，本实施例取1；fs为所述双有源桥dc-dc变换器的开关频率，本实施例取50khz；l为所述双有源桥dc-dc变换器的辅助电感值；po为所述双有源桥dc-dc变换器期望输出功率；u
ref
为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值；r为所述双有源桥dc-dc变换器的负载电阻值；d
1h
为高功率移相控制脉冲组ph作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比；d
1l
为低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述
双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比；
[0091]
s5.3、当输出功率po≥p1时，设置电感电流值i2作为所述双有源桥dc-dc变换器的电感电流的基准值i
lref
，使得i2满足以下条件：
[0092]
p1≤po＜p
h1
[0093][0094][0095][0096]
式中，u
in
为所述双有源桥dc-dc变换器的输入电压值；uo为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压值；n为所述变压器的原副边匝数比，本实施例取1；fs为所述双有源桥dc-dc变换器的开关频率，本实施例取50khz；l为所述双有源桥dc-dc变换器的辅助电感值；po为所述双有源桥dc-dc变换器期望输出功率；u
ref
为所述双有源桥dc-dc变换器的输出电压参考值；r为所述双有源桥dc-dc变换器的负载电阻值；d
1h
为高功率移相控制脉冲组ph作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比；d
1l
为低功率移相控制脉冲组p
l
作用时所述双有源桥dc-dc变换器的原边内移相比；
[0097]
s5.4、基于步骤s5.2设置的i1，判断是否满足p
l
≤po＜p1；基于步骤s5.3设置的i2，判断是否满足p1≤po≤ph，若是则转到步骤s6，否则返回步骤s4.2，重新设置d
1h
和d
1l
。
[0098]
s6、在滞环控制模块中，根据所述步骤s5所获得的电感电流的基准值i
lref
和经过增益模块的电感电流的基准值-i
lref
与所述步骤s3所获得的电感电流值i
l
的进行比较，将结果输送到sr触发器，产生合适的控制脉冲信号输出至所述驱动模块，控制所述双有源桥dc-dc变换器的开关管s1-s4；具体过程为：
[0099]
s6.1、电感电流值i
l
大于所述步骤五所获得的电感电流的基准值i
lref
，sr触发器s输入端输入为高电平；sr触发器q输出端输出高电平；sr触发器输出端输出低电平；
[0100]
s6.2、当电感电流值i
l
小于经过增益模块的电感电流的基准值-i
lref
，sr触发器r输入端输入为高电平；sr触发器q输出端输出低电平；sr触发器输出端输出高电平；
[0101]
s6.3、将步骤s6.1和步骤s6.2中sr触发器q输出端产生的控制信号输送到所述变压器副边h桥第一桥臂的上开关管q1和副边h桥第二桥臂的下开关管q4，作为q1的控制信号v
p5
和q4的控制信号v
p8
，所述v
p5
和v
p8
状态一致；
[0102]
s6.4、将步骤s6.1和步骤s6.2中sr触发器输出端产生的控制信号输送到所述变压器副边h桥第一桥臂的下开关管q2和副边h桥第二桥臂的上开关管q3，作为q2的控制信号v
p6
和q3的控制信号v
p7
，所述v
p6
和v
p7
状态一致。
[0103]
s7、根据所述步骤s4和步骤s6，所述驱动模块根据控制脉冲组选择器和滞环控制模块的输出信号产生控制8个开关管的栅极驱动信号v
p1-v
p8
，栅极驱动信号v
p1-v
p8
分别控制所述双有源桥dc-dc变换器的8个开关管q
1-q4和s1-s4。
[0104]
下面用matlab/simulink软件对本实施例的控制方法进行时域仿真分析，结果如
下：
[0105]
图3中为实施例中采用本发明的控制方法时双有源桥dc-dc变换器在稳态条件下某一时段内的时域仿真波形图，其中(a)为某一个控制脉冲组循环周期内的时域仿真波形。图3中(a)的横轴为时间(s)，纵轴为控制脉冲组v
p4
(v)，输出电压uo(v)。从图3中(a)中可以看出，本发明提出的电流型双有源桥dc-dc变换器的离散移相控制方法可以实现对双有源桥dc-dc变换器的输出电压的控制，当u
ref
≤uo，所述脉冲选择器选择低功率控制脉冲组p
l
；u
ref
≥uo，所述脉冲选择器选择低功率控制脉冲组ph。
[0106]
图3中(b)为本发明实施例的双有源桥dc-dc变换器在稳态条件下，一个控制脉冲组循环周期内的时域仿真波形图；图3中(b)的横轴为时间(s)，纵轴为控制脉冲组v
p5
(v)，电感电流i
l
(a)。从图3中(b)中可以看出，本发明提出的电流型双有源桥dc-dc变换器的离散移相控制方法可以实现对双有源桥dc-dc变换器的电感电流的控制，当i
l
≥i
lref
时，控制脉冲组v
p5
输出高电平；当i
l
≤-i
lref
时，控制脉冲组v
p5
输出低电平。
[0107]
图4中(a)为本发明实施例的双有源桥dc-dc变换器在负载突变时域仿真波形图，图4中(b)为本发明实施例的双有源桥dc-dc变换器输入电压突变时的时域仿真波形图。图5中(a)为电压闭环控制双有源桥dc-dc变换器在负载突变的时域仿真波形图，图5中(b)为电压闭环控制双有源桥dc-dc变换器在输入电压突变时的时域仿真波形图。图4、图5的横轴均为时间(s)，图4中(a)与图5中(a)的纵轴为输出电压uo(v)，输出电流io(a)以及电感电流i
l
(a)，图4中(b)与图5中(b)的纵轴为输出电压uo(v)，输入电压u
in
(v)以及电感电流i
l
(a)。
[0108]
图4中(a)与图5中(a)均在0.2s处负载由60ω变为40ω，电压闭环控制的瞬态响应时间为0.08s，在负载突变时电感电流产生了直流偏置，采用本发明的双有源桥dc-dc变换器几乎没有瞬态响应时间，电感电流在负载突变时无直流偏置产生，系统立即进入稳态。图4中(b)与图5中(b)均在0.2s处输入电压由48v变为43v，电压闭环控制的瞬态响应时间为0.04s，采用本发明的双有源桥dc-dc变换器几乎没有瞬态响应时间，电感电流在输入电压突变时也几乎没有直流偏置产生，系统立即进入稳态。可见本发明的双有源桥dc-dc变换器具有在负载突变时无直流偏置产生，同时具有很好的瞬态响应特性。
[0109]
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容做出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。