无线发射模组、充电装置和充电系统的制作方法

1.本技术实施例涉及无线充电技术领域，特别是涉及一种无线发射模组、充电装置和充电系统。


背景技术：

2.终端在人们生活中扮演着越来越重要的角色，而终端的充电技术的发展也越来越快。其中，无线充电技术无需实体的充电线，仅需待充电终端靠近或接触无线充电装置，即可实现充电功能，从而大大提升了充电的便利性。但是，现有的无线充电装置的功耗较高，无法满足用户的使用需求。


技术实现要素：

3.基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种功耗较低的无线发射模组、充电装置和充电系统。
4.第一方面，本技术提供了一种无线发射模组，包括：
5.逆变电路，包括多个寄生开关管，用于接收直流信号，并将所述直流信号转化为第一交流信号，所述第一交流信号的电压与电流的相位相同；
6.第一谐振电路，与所述逆变电路连接，用于对所述第一交流信号进行谐振补偿；
7.发射线圈，与所述第一谐振电路连接，用于根据谐振补偿后的所述第一交流信号发射电磁信号；
8.续流电路，与所述逆变电路连接，用于在所述逆变电路的死区时间内，提供目标电流至所述逆变电路，所述目标电流用于为所述逆变电路中各所述寄生开关管的寄生电容进行充放电。
9.第二方面，本技术提供了一种无线充电装置，包括：
10.如上述的无线发射模组；
11.控制器，与所述无线发射模组的所述逆变电路连接，用于控制所述逆变电路交替切换工作模态，以使所述逆变电路将接收到的所述直流信号转化为所述第一交流信号。
12.第三方面，本技术提供了一种无线充电系统，包括终端和如上述的无线充电装置，所述终端包括：
13.接收线圈，与所述无线充电装置的发射线圈电磁耦合连接，用于接收所述电磁信号；
14.第二谐振电路，与所述接收线圈连接，用于根据所述电磁信号生成第二交流信号，所述第二交流信号用于为终端的负载电路供电。
15.上述无线发射模组、充电装置和充电系统，所述无线发射模组通过使逆变电路的输出电压电流同相，可以降低第一谐振电路的无功功率。而且，由于在逆变电路的模态切换的死区时间内，由续流电路提供目标电流至逆变电路，可以通过目标电流对寄生电容进行有效的充放电，从而改善了逆变电路的开关性能，进一步降低了开关损耗。
附图说明
16.为了更清楚地说明本技术实施例或相关技术中的技术方案，下面将对实施例或相关技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
17.图1为一实施例的无线发射模组的结构示意图之一；
18.图2为一实施例的全桥逆变电路的电路图；
19.图3为全桥逆变电路工作于第一工作模态时的电流示意图；
20.图4为全桥逆变电路工作于第二工作模态时的电流示意图；
21.图5为未设置续流电路时逆变电路由第一工作模态切换至第二工作模态的第一阶段的电流示意图；
22.图6为未设置续流电路时逆变电路由第一工作模态切换至第二工作模态的第二阶段的电流示意图；
23.图7为一实施例的信号发射模组的结构示意图之二；
24.图8为一实施例的无线发射模组的结构示意图之三；
25.图9为一实施例的无线充电系统的结构示意图之一；
26.图10为一实施例的无线发射模组的仿真信号波形图；
27.图11为图10的信号波形的虚线框部分的局部放大图；
28.图12为一实施例的无线充电系统的结构示意图之二。
29.元件标号说明：
30.逆变电路：100；第一谐振电路：200；续流电路：300；第二谐振电路：400。
具体实施方式
31.为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
32.可以理解，本技术所使用的术语“第一”、“第二”等可在本文中用于描述各种元件，但这些元件不受这些术语限制。这些术语仅用于将第一个元件与另一个元件区分。举例来说，在不脱离本技术的范围的情况下，可以将第一交流信号称为第二交流信号，且类似地，可将第二交流信号称为第一交流信号。第一交流信号和第二交流信号两者都是交流信号，但其不是同一交流信号。
33.此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本技术的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。在本技术的描述中，“若干”的含义是至少一个，例如一个，两个等，除非另有明确具体的限定。
34.本技术实施例提供一种无线发射模组，无线发射模组设置在无线充电装置中，用于为终端进行无线充电。无线充电装置和终端可以基于qi协议进行无线通信。其中，无线充电装置例如为无线充电座、无线移动电源(充电宝)或能够通过无线的方式向其他终端进行
放电的终端。上述终端可以包括但不限于手机、平板电脑、pda(personal digital assistant，个人数字助理)、pos(point of sales，销售终端)、车载电脑、穿戴式设备、电动汽车等。发明人发现，无线发射模组的大量损耗来自逆变电路，而逆变电路的损耗主要为寄生开关管的导通损耗和开关损耗。尤其是随着逆变电路的传输功率和开关频率越来越高，开关损耗也发生了大幅度的增加，从而限制了无线发射模组在大功率和高频下的应用。因此，本技术提供了一种能够通过降低逆变电路的开关损耗的方式，有效降低无线发射模组的功耗的技术方案。
35.图1为一实施例的无线发射模组的结构示意图之一，参考图1，无线发射模组包括逆变电路100、第一谐振电路200、发射线圈lp和续流电路300。
36.逆变电路100包括多个寄生开关管。寄生开关管为具有寄生电容和寄生二极管的开关管。可以理解的是，寄生电容和寄生二极管可以是开关管结构自身产生的，也可以是额外设置的。例如，开关管的类型可以为但不限于绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，igbt)或金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor，mos)，上述类型的开关管的自身结构可以产生寄生电容和寄生二极管。又例如，开关管的类型也可以为继电器、断路器、接触器等，上述类型的开关管需要额外连接寄生电容和寄生二极管，从而实现需要的电路结构。其中，逆变电路100可以为半桥逆变电路、全桥逆变电路或其他逆变电路的变形，本实施例不做限定，且本实施例的多个寄生开关管之间的连接关系可以参考相关技术。具体地，此处以逆变电路100为全桥逆变电路为例进行说明。
37.图2为一实施例的全桥逆变电路的电路图，参考图2，全桥逆变电路包括四个开关管vt1、vt2、vt3和vt4，开关管vt1和开关管vt2构成一个桥臂，开关管vt3和开关管vt4构成另一个桥臂。各开关管分别具有对应的寄生电容和寄生二极管，例如，开关管vt1具有寄生电容cds1和寄生二极管d1。其中，寄生二极管d1的正极和负极根据开关管vt1的类型确定。在本实施例中，开关管vt1为增强型nmos管，寄生二极管d1的正极与开关管vt1的源极连接，寄生二极管d2的阴极与开关管vt1的漏极连接。可以理解的是，另外三个寄生开关管与上述寄生开关管的设置方式相似，此处不再进行赘述。其中，四个寄生开关管的类型可以相同，也可以不同，本实施例不做限定。当四个寄生开关管的类型相同时，便于对逆变电路100进行分析和控制。因此，本技术各实施例均以四个寄生开关管的类型相同为例进行说明。
38.逆变电路100用于接收直流信号，并将所述直流信号转化为第一交流信号，所述第一交流信号的电压与电流的相位相同。具体地，逆变电路100具有两个工作模态。继续参考图2，u
in
为逆变电路100接收到的直流信号的电压，开关管vt1和开关管vt2之间的连接节点为全桥逆变电路的第一输出端，开关管vt3和开关管vt4之间的连接节点为全桥逆变电路的第二输出端，全桥逆变电路通过第一输出端和第二输出端共同输出第一交流信号。在本实施例中，通过控制第一交流信号的电压与电流的相位相同，可以降低连接的第一谐振电路200的无功功率，降低无线发射模组的发射温升，并提高信号的传输效率。
39.继续参考图1，第一谐振电路200与所述逆变电路100连接，具体为第一谐振电路200经续流电路300与所述逆变电路100连接，第一谐振电路200用于对所述第一交流信号进行谐振补偿。其中，第一谐振电路200的类型可以是但不限于串联谐振电路、并联谐振电路、llc谐振电路、lcc谐振电路等，本实施例不做限定。发射线圈lp与所述第一谐振电路200连
接，发射线圈lp用于根据谐振补偿后的所述第一交流信号发射电磁信号。其中，电磁信号可以理解为具有预设功率的周期性谐振波。续流电路300与所述逆变电路100连接，续流电路300用于在所述逆变电路100的死区时间内，提供目标电流至所述逆变电路100，所述目标电流用于为所述逆变电路100中各所述寄生开关管的寄生电容进行充放电。可以理解的是，若逆变电路100的同一桥臂的两个开关管同时导通，则会导致逆变电路100发生短路。因此，需要在两个工作模态切换之间设置一死区时间，从而确保同一桥臂中的一个开关管关断后，再导通该桥臂中的另一个开关管。
40.图3为全桥逆变电路工作于第一工作模态时的电流示意图，参考图3，在第一工作模态下，开关管vt2和开关管vt3导通，开关管vt1和开关管vt4断开，以使电流依次流经开关管vt3、第一谐振电路200、发射线圈lp、第一谐振电路200和开关管vt2。即，逆变电路100输出的信号经第一谐振电路200的谐振补偿后，由下至上流过发射线圈lp。图4为全桥逆变电路工作于第二工作模态时的电流示意图，参考图4，在第二工作模态下，开关管vt1和开关管vt4导通，开关管vt2和开关管vt3断开，以使电流依次流经开关管vt1、第一谐振电路200、发射线圈lp、第一谐振电路200和开关管vt4。即，逆变电路100输出的信号经第一谐振电路200的谐振补偿后，由上至下流过发射线圈lp。因此，在第一工作模态和第二工作模态下，逆变电路100输出信号的方向不同，由此可以将接收到的直流信号转化为第一交流信号。
41.基于上述结构，以由第一工作模态切换至第二工作模态为例进行说明。在第一工作模态下，由于开关管vt2和开关管vt3导通、开关管vt1和开关管vt4关断，则vc
ds2
＝vc
ds3
＝0，vc
ds1
＝vc
ds4
＝u
in
。图5为未设置续流电路300时逆变电路100由第一工作模态切换至第二工作模态的第一阶段的电流示意图，参考图5，在第一阶段，开关管vt2和开关管vt3从导通状态切换成关断状态，且开关管vt1和开关管vt4维持关断状态。若流经发射线圈lp的输出电流i1仍大于0，则由于第一谐振电路200中的电感等元件的作用，输出电流i1不会发生突变，逆变电路100可以通过寄生电容续流。即，在续流作用下，寄生电容cds1和寄生电容cds4被放电，以使寄生电容cds1和寄生电容cds4两端的电压逐渐下降。与此同时，寄生电容cds2和寄生电容cds3被充电，以使寄生电容cds2和寄生电容cds3两端的电压逐渐上升。
42.因此，当逆变电路100进行模态切换时，需要分别对各寄生电容进行充放电，从而导致逆变电路100的输出信号进行完全的正负切换需要一定的时间，而在这段时间内，开关管的通断状态的切换会产生一定的开关损耗。也即，若加快对寄生电容的充放电速度，就可以减小在通断状态的切换瞬间的源漏极电压，从而降低开关管的开关损耗。但以理解的是，若第一交流信号的电压与电流的相位相同，则在模态切换的死区时间内，输出电流i1会接近于0，从而导致没有足够的电流流过逆变电路100，进而无法对逆变电路100的寄生电容进行完整的充放电，致使逆变电路100的开关损耗较高。
43.在本实施例中，通过设置用于输出目标电流的续流电路300，可以使流经逆变电路100的电流为输出电流i1与目标电流之和，从而在死区时间内，即使输出电流i1接近于0，也可以由续流电路300提供目标电流至逆变电路100，以使流经逆变电路100的电流不为0。即，可以通过目标电流对寄生电容进行有效的充放电，从而改善逆变电路100的开关性能，进一步降低了开关损耗。
44.在其中一个实施例中，当寄生电容cds1和寄生电容cds4放电至两端的电压等于寄生二极管的正向压降时，逆变电路100还可以进一步进入模态切换的第二阶段。图6为未设
置续流电路300时逆变电路100由第一工作模态切换至第二工作模态的第二阶段的电流示意图，参考图6，在第二阶段，开关管vt1、开关管vt2、开关管vt3和开关管vt4仍维持关断状态。寄生二极管d1和寄生二极管d4导通续流，以使开关管vt1和开关管vt4的源漏极电压被钳位为寄生二极管的正向压降。
45.可以理解的是，若寄生二极管正向压降接近于0，则开关管vt1和开关管vt4可以从关断状态切换为导通状态。因此，当开关管进行通断状态的切换时，其两端的电压已经为0，开关管的开关损耗可以降到最低，这种通断状态的切换方式可以称为零电压开关(zero voltage switch，zvs)。其中，在死区时间td内，若开关管的寄生电容能够完全充放电，则可以实现零电压开关，从而降低开关管的开关损耗。相似地，当电路从第二工作模态切换为第一工作模态时，也能够实现zvs开关。也即，在未设置续流电路300时，流经发射线圈lp的输出电流i1需要满足以下算式(1)，就可以确保开关管的寄生电容在死区时间内完全充放电，从而实现零电压开关。
[0046][0047]
其中，t
off
是指逆变电路100的模态切换瞬间的时刻，td是指死区时间的时长，i
1_change
是指逆变电路100的模态切换瞬间的输出电流i1，c
ds
是指各寄生电容的容值，即，c
ds1
＝c
ds2
＝c
ds3
＝c
ds4
＝c
ds
。因此，在所述逆变电路100的死区时间内，若所述逆变电路100的输出电流等于所述续流电路300输出的所述目标电流，则目标电流需满足上述算式(1)，从而确保开关管的寄生电容能够在死区时间内完全充放电，从而实现零电压开关。
[0048]
在其中一个实施例中，由于设置了上述续流电路300，可以大大加快寄生电容的充放电速度。相应地，由于寄生电容能够在较短时间内完成充放电，就不需要设置较长的死区时间，从而可以进一步提高逆变电路100的开关频率，并减小发射线圈lp的感量和体积。
[0049]
在其中一个实施例中，所述续流电路300包括续流电感。图7为一实施例的信号发射模组的结构示意图之二，参考图7，所述续流电感lc的两端分别与所述逆变电路100的第一输出端、第二输出端一一对应连接。具体地，为了保证无线发射模组在最高效率的谐振状态，可以设置并联的续流电感lc，以保证模态切换时流经逆变电路100的电流满足算式(1)。如图7所示，当模态切换时，由于第一谐振电路200工作在谐振状态，则流经逆变电路100等于续流电感lc输出的电流，即目标电流。将续流电感lc代入上述算式(1)可以获得如下算式(2)。
[0050][0051]
因此，通过在逆变电路100和第一谐振电路200之间并联续流电感lc，并使续流电感lc的取值满足上述算式，就可以在模态切换时，使续流电感lc提供足够大的目标电流至逆变电路100，从而使寄生电容在死区时间内完全充放电，寄生二极管导通续流钳位，进而实现零电压开关。而且，由于续流电感lc并联连接于第一谐振电路200，还可以避免续流电感lc对第一谐振电路200的谐振性能造成影响。
[0052]
图8为一实施例的无线发射模组的结构示意图之三，参考图8，在其中一个实施例中，所述逆变电路100为半桥逆变电路。半桥逆变电路包括两个开关管vt3和vt4，以及两个电
容c1和c2，开关管vt3和开关管vt4构成一个桥臂。其中，电容c1和电容c2之间的连接节点为半桥逆变电路的第一输出端，开关管vt3和开关管vt4之间的连接节点为半桥逆变电路的第二输出端。可以理解的是，半桥逆变电路的两个开关管分别具有对应的寄生电容和寄生二极管，且开关管、寄生电容和寄生二极管的设置方式与全桥逆变电路相似，此处不再进行赘述。在第一工作模态下，开关管vt3导通，开关管vt4断开，以使电流依次流经开关管vt3、第一谐振电路200、发射线圈lp、第一谐振电路200和电容c2。即，逆变电路100输出的信号经第一谐振电路200的谐振补偿后，由下至上流过发射线圈lp。在第二工作模态下，开关管vt4导通，开关管vt3断开，以使电流依次流经电容c1、第一谐振电路200、发射线圈lp、第一谐振电路200和开关管vt4。即，逆变电路100输出的信号经第一谐振电路200的谐振补偿后，由上至下流过发射线圈lp。因此，在第一工作模态和第二工作模态下，逆变电路100输出信号的方向不同，由此可以将接收到的直流信号转化为第一交流信号。
[0053]
相应地，续流电路300还包括滤波电容cc。所述滤波电容cc的一端与所述半桥逆变电路的第一输出端连接，所述滤波电容cc的另一端与所述续流电感lc的一端连接。其中，所述续流电感lc的另一端与所述半桥逆变电路的第二输出端连接。在本实施例中，通过在逆变电路100的第一输出端串联滤波电容cc，可以滤除半桥逆变电路输出的第一交流信号中的直流分量，从而避免续流电感lc直流短路，进而避免短路产生的瞬时大电流导致无线发射模组损坏。
[0054]
在其中一个实施例中，所述逆变电路100包括至少一个桥臂，各所述桥臂分别包括两个所述寄生开关管。具体地，当逆变电路100为全桥逆变电路时，逆变电路100包括一个桥臂；当逆变电路100为半桥逆变电路时，逆变电路100包括两个桥臂。其中，同一桥臂的两个所述寄生开关管分别用于在不同的工作模态下导通，且同一桥臂的两个所述寄生开关管的导通占空比不同。具体地，以半桥逆变电路为例，开关管vt3和开关管vt4即为同一桥臂的两个所述寄生开关管。也即，开关管vt3和开关管vt4的导通占空比为50％，基于上述控制方式，该逆变电路100也可以称为非对称式逆变电路100。可以理解的是，若开关管vt3和开关管vt4的导通占空比不同，则逆变电路100输出的第一交流信号的正半周的信号幅值也会与负半周的信号幅值不同，从而改变发射线圈lp发射信号的功率，以实现小范围的功率调制，进而提高无线发射模组发射信号时的灵活性。可以理解的是，在一些实施例中，逆变电路100也可以为对称式逆变电路100，即，同一桥臂的两个所述寄生开关管的导通占空比相同，开关管vt3和开关管vt4的导通占空比均为50％。
[0055]
图9为一实施例的无线充电系统的结构示意图之一，参考图9，在其中一个实施例中，所述第一谐振电路200包括谐振电感lm、第一谐振电容cp、第二谐振电容cm和第一谐振电阻rp。可以理解的是，逆变电路100也可以为任一类型，本实施例不做限定。为了便于说明，本实施例采用基波分析法将逆变电路100的输出等效成一个正弦激励源u1，并以终端为串联谐振电路为例进行示例性计算，将负载电路等效为r
ac
。
[0056]
其中，所述谐振电感lm的一端与所述逆变电路100第一输出端连接。所述第一谐振电容cp的一端与所述谐振电感lm的另一端连接，所述第一谐振电容cp的另一端与所述发射线圈lp的一端连接。所述第二谐振电容cm的一端与所述谐振电感lm用于连接所述第一谐振电容cp的一端连接，所述第二谐振电容cm的另一端与所述逆变电路100的第二输出端连接。所述第一谐振电阻rp的一端与所述逆变电路100的第二输出端连接，所述第一谐振电阻rp
的另一端与所述发射线圈lp的另一端连接。本实施例的第一谐振电路200可以称为lcc谐振拓扑，通过恰当的参数选择，lcc谐振拓扑可以工作于恒压磁共振状态，从而较大程度地降低无功功率、谐振腔电流峰值和寄生损耗。
[0057]
在其中一个实施例中，所述谐振电感lm和所述第二谐振电容cm的取值根据所述第一谐振电容cp、所述发射线圈lp的电感值和谐振频率确定。具体地，第一谐振电路200接收到的电压u1满足以下算式(3)，负载电路的等效电阻r
ac
为以下算式(4)。其中，u
in
是指逆变电路100输入的直流信号的电压。
[0058][0059][0060]
基于上述电压u1和负载电路的等效电阻r
ac
，根据图9所示的电路结构，互感原理和基尔霍夫定律可以获得以下算式(5)和算式(6)。
[0061][0062][0063]
其中，lm为所述谐振电感，c
p
为所述第一谐振电容，cm为所述第二谐振电容，l
p
为所述发射线圈lp的电感值，ω为所述谐振频率，r
p
为第一谐振电阻，rs为终端侧的寄生电阻(也可称为第二谐振电阻)，cs为所述第三谐振电容，ls为所述接收线圈的电感值。
[0064]
根据上述算式(5)和算式(6)可以获得以下算式(7)。
[0065][0066]
根据上述算式(7)可以获得输出到负载电路r
ac
的电压满足以下算式(8)。
[0067][0068]
因此，为了保证终端侧的输出电压u2不随负载r
ac
改变，则谐振电感lm和第一谐振电容cp需要工作在谐振状态，即获得以下算式(9)，也即，所述第一谐振电路200和所述发射线圈lp需要满足算式(9)。
[0069]
1-ω2l
mcm
＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0070]
进一步地，通过发射线圈lp和接收线圈ls的优化设计、走线的优化设计以及关键器件的选型优化，可使寄生电阻rs远小于负载电阻r
ac
，此时负载电压因此，当发射线圈lp和接收线圈ls的耦合位置不变时，互感系数m不变，则无线发射模组具有恒压输出的特性，即，无线发射模组的输出电压不随负载电路的变化而变化，从而保证无线发射模组工作的稳定性和可控性。当无线发射模组工作在恒压输出状态时，可以获取输入阻抗满足以下算式(10)。
[0071][0072]
可以理解的是，工作在谐振状态时，输入阻抗为纯阻性，即输入阻抗的虚部为0，则
可以获得以下算式(11)。
[0073][0074]
综上，当第一谐振电路200的参数设计满足上述算式(9)和(11)时，无线发射模组工作在恒压磁共振状态。在本实施例中，通过对谐振电感lm和第一谐振电容cp的参数设计，可以使无线发射模组工作在恒压磁共振状态，从而减小无线发射模组的无功功率，降低寄生电阻产生的损耗。
[0075]
在其中一个实施例中，无线发射模组中的逆变电路为全桥逆变电路，第一谐振电路为lcc谐振拓扑，且续流电路包括续流电感lc。基于上述无线发射模组的结构进行仿真，可以获得图10所示的仿真结果。参考图10，本实施例对逆变电路的工作过程中开关管vt4的源漏极电压v(ds)、开关管vt4的驱动电压v(gs)、逆变电路的输出电压v(sw1,sw2)和逆变电路的输出电流i(sw)进行了仿真，图10示出了逆变电路的一个完整周期以及与该完整周期相邻的部分时间中的信号波形。图11为图10的信号波形的虚线框部分的局部放大图，具体地，图11示出了逆变电路由第一工作模态切换至第二工作模态这一过程的信号波形。结合参考图10和图11，在模态切换过程中，源漏极电压v(ds)逐渐下降说明寄生电容cds4正在被放电。放电持续一段时间后，开关管vt4的源漏极电压v(ds)被钳位为寄生二极管的正向压降，即，表现为图11中的源漏极电压v(ds)保持在一最小电压。而且，在寄生电容cds4刚刚开始放电时，输出电流i(sw)的值不为0，从而可以说明续流电感lc能够在模态切换的过程中提供足够的续流电流，以对逆变电路中的寄生电容进行充放电。而且，当开关管vt4的源漏极电压v(ds)被钳位为寄生二极管的正向压降后，驱动电压v(gs)才变化至开关管vt4的阈值电压，从而控制开关管vt4导通，实现zvs开关的功能。在整个模态切换过程中，输出电压v(sw1,sw2)逐渐实现反相，也即，逆变电路有效将接收到的直流信号转化为第一交流信号。
[0076]
在其中一个实施例中，无线发射模组还可以包括相连接的直流电源和dcdc变换器，dcdc变换器还与逆变电路连接。dcdc变换器用于将对直流电源输出的直流信号进行升压或者降压，从而获得具有目标电压的直流信号，并将具有目标电压的直流信号传输至逆变电路。
[0077]
本技术实施例还提供了一种无线充电装置，包括控制器和如上述的无线发射模组。控制器，与所述无线发射模组的所述逆变电路连接，用于控制所述逆变电路交替切换工作模态，以使所述逆变电路将接收到的所述直流信号转化为所述第一交流信号。在本实施例中，基于上述无线发射模组，可以降低无线充电装置中的损耗，从而降低无线充电装置的功耗。
[0078]
图12为一实施例的无线充电系统的结构示意图之二，参考图12，无线充电系统包括终端和如上述的无线充电装置。所述终端包括接收线圈ls和第二谐振电路400。其中，接收线圈ls与所述无线充电装置的发射线圈lp电磁耦合连接，用于接收所述电磁信号。第二谐振电路400与所述接收线圈ls连接，用于根据所述电磁信号生成第二交流信号，所述第二交流信号用于为终端的负载电路供电。具体地，负载电路包括整流滤波电路和负载，本技术上述实施例中将负载电路整体等效为负载阻抗zac。其中，负载阻抗zac可以简化等效为纯阻性负载，但也可以根据具体应用场景，负载阻抗zac也可为电抗性负载，即包括容性负载和感性负载中的至少一种。可以理解的是，第一谐振电路200和第二谐振电路400的类型可
以相同，也可以不同，本实施例不做限定。在本实施例中，基于前述无线充电装置，可以大大减少充电过程中的损耗，从而提供了一种充电效率较高的无线充电系统。
[0079]
在其中一个实施例中，继续参考图9，所述第二谐振电路400包括第三谐振电容cs和第二谐振电阻rs。其中，所述第三谐振电容cs的一端与所述接收线圈ls的一端连接，所述第三谐振电容cs的另一端与所述负载电路的一端连接。所述第二谐振电阻rs的一端与所述接收线圈ls的另一端连接，所述第二谐振电阻rs的另一端与所述负载电路的另一端连接。在本实施例中，第二谐振电路400也可以称为串联谐振拓扑，当第一谐振电路200为lcc谐振拓扑时，该无线充电系统可以称为lcc-s拓扑。lcc-s拓扑的电路结构较为简单，且具有较佳的谐振性能。
[0080]
在其中一个实施例中，第二谐振电路400也工作于谐振状态，因此，所述第二谐振电路400满足以下算式(12)。
[0081]
1-ω2l
scs
＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(12)
[0082]
其中，cs为所述第三谐振电容，ls为所述接收线圈的电感值，ω为谐振频率。
[0083]
本技术实施例还提供了一种电路控制方法，可以应用于本技术上述实施例提供的无线发射模组中。具体地，结合参考图1，电路控制方法包括：控制交替逆变电路100处于第一工作模态和第二工作模态，以使逆变电路100将直流信号转化为第一交流信号，并使发射线圈lp根据谐振补偿后的所述第一交流信号发射电磁信号；在第一工作模态与第二工作模态进行模态切换之间预设一死区时间，以使续流电路300在所述逆变电路100的死区时间内，提供目标电流至所述逆变电路100，所述目标电流用于为所述逆变电路100中各所述寄生开关管的寄生电容进行充放电。当逆变电路100处于第一工作模态时，逆变电路100的部分开关管导通；当逆变电路100处于第二工作模态时，逆变电路100剩余的部分开关管导通。其中，所述第一交流信号的电压与电流的相位相同。电路控制方法的实现原理和技术效果类似，此处不再赘述。
[0084]
在一个实施例中，提供了一种电子设备，电子设备包括本技术上述实施例提供的无线发射模组，其实现原理和技术效果类似，此处不再赘述。
[0085]
在一个实施例中，提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现本技术上述电路控制方法实施例中的技术方案，其实现原理和技术效果类似，此处不再赘述。
[0086]
在一个实施例中，提供了一种计算机程序产品，包括计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现本技术上述电路控制方法实施例中的技术方案，其实现原理和技术效果类似，此处不再赘述。
[0087]
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该计算机程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，本技术所提供的各实施例中所使用的对存储器、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和易失性存储器中的至少一种。非易失性存储器可包括只读存储器(read-only memory，rom)、磁带、软盘、闪存、光存储器、高密度嵌入式非易失性存储器、阻变存储器(reram)、磁变存储器(magnetoresistive random access memory，mram)、铁电存储器(ferroelectric random access memory，fram)、相变存储器(phase change memory，pcm)、石墨烯存储器
等。易失性存储器可包括随机存取存储器(random access memory，ram)或外部高速缓冲存储器等。作为说明而非局限，ram可以是多种形式，比如静态随机存取存储器(static random access memory，sram)或动态随机存取存储器(dynamic random access memory，dram)等。本技术所提供的各实施例中所涉及的处理器可为通用处理器、中央处理器、图形处理器、数字信号处理器、可编程逻辑器、基于量子计算的数据处理逻辑器等，不限于此。
[0088]
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
[0089]
以上所述实施例仅表达了本技术实施例的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本技术实施例构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本技术实施例的保护范围。因此，本技术实施例专利的保护范围应以所附权利要求为准。