一种混合桥谐振变换器、调制方法及系统

本发明涉及谐振双有源桥变换器的调制，具体的涉及一种混合桥谐振变换器、调制方法及系统。

背景技术：

1、在新能源电动汽车领域中，车载充电机obc(on-board-charger)是核心部件之一。它由功率因数校正电路(power factor correction，pfc)整流器和隔离双向dc-dc变换器构成。由于输出电压和电流的调节主要由dc-dc变换器调节，所以电动汽车充电机中的dc-dc变换器需要具有宽电压范围能力。然而，现有的dc-dc变换器不能满足obc日益提高的性能需求，存在电压范围较小、电流应力较大等一系列问题。

2、对于传统双有源桥变换器(dual active bridge，dab)，当电压增益偏离1的情况时，使用传统的单移相调制(single phase shift，sps)在轻载时会出现失去软开关，环流增大，变压器饱和等问题，导致变换器效率下降。近年来，为解决这一问题，许多学者分别提出了双重移相(dual phase shift，dps)、拓展移相(extended phase shift，eps)、三重移相(triple phase shift，tps)等调制策略对双有源桥变换器进行效率优化，但是这些调制策略最多只有三个自由度，灵活性较差，且无法满足宽电压范围下的零电压开关(zvs)，且电压应力较高，影响了变换器的效率。因此，迫切需要一个新的调制策略来实现这些需求。

3、申请号202110246019.4公开了九开关管五电平有源中性点钳位双有源桥隔离dc-dc变换器，在传统5l-anpc基础上在飞跨电容支路上串联第九个开关管得到。飞跨电容电压平衡控制单元通过驱动波形发生器控制每个桥臂电路中各开关管开关以控制该桥臂电路输出零电平和非零电平状态，其中零电平状态保证九个开关管在每相邻两个1/2开关周期切换的死区时间内避免均处于关断状态。该变换器结构复杂，调制策略最多只有三个自由度，灵活性较差，且无法满足宽电压范围下的zvs，且电压应力较高，影响了变换器的效率。

技术实现思路

1、本发明的目的在于提供一种混合桥谐振变换器、调制方法及系统，可以扩展电压范围、实现所有开关管zvs、减少耗能并提高整体效率。

2、实现本发明目的的技术解决方案为：

3、一种混合桥谐振变换器，包括变压器以及分别连接在所述变压器两侧的一次侧有源桥电路和二次侧有源桥电路，所述一次侧有源桥电路设置有辅助半桥，所述辅助半桥包括第七开关管和第八开关管，所述第七开关管和第八开关管的源极相连，所述第七开关管的漏极连接均压电容的中间连接点，所述第八开关管的漏极连接一次侧有源桥电路的负电压中点。

4、本发明还公开了一种混合桥谐振变换器的调制方法，采用上述的混合桥谐振变换器，调制方法包括以下步骤：

5、s01：调节一次侧有源桥电路开关管和辅助半桥开关管的脉冲宽度，产生一次侧中点交流电压vab的波形；调节二次侧有源桥电路开关管的脉冲宽度，产生二次侧中点交流电压vcd的波形；

6、s02：计算得到归一化输出功率p5,pu：

7、

8、其中，m为电压增益，f为归一化开关频率，q是归一化质量因数，δ、α为一次侧开关管移相角，为二次侧开关管移相角；

9、s03：通过调节α与δ的关系，产生四种不同的模式，即全桥模式、四电平模式、半桥模式和三电平模式；

10、全桥模式是当电压增益m＝1时，α＝δ＝π，此时一次侧中点电压vab为方波；

11、四电平模式是当电压增益0.5＜m＜1时，δ＝π，此时一次侧中点电压vab有+vin、+1/2vin、-1/2vin、-vin四种不同电压等级；

12、半桥模式是当电压增益m＝0.5时，α＝0,δ＝π，此时一次侧中点电压vab是具有1/2vin幅值的方波；

13、三电平模式是当电压增益0＜m＜0.5时，α＝0，此时一次侧中点电压vab有+1/2vin、0、-1/2vin三种不同电压等级；

14、s04：在三电平模式和四电平模式下采用最小电流路径方法优化控制变量，得到最小电流应力。

15、优选的技术方案中，所述一次侧有源桥电路包括第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3和第四开关管s4，所述调节一次侧有源桥电路开关管和辅助半桥开关管的脉冲宽度的方法包括：使开关管s1和s2具有50％占空比，开关管s3的脉冲宽度从δ到π+α，第八开关管s3a的脉冲宽度从π+α到2π+δ，开关管s4的脉冲宽度从π+δ到2π+α，第七开关管s4a的脉冲宽度从α到π+δ。

16、优选的技术方案中，所述二次侧有源桥电路包括第五开关管s5和第六开关管s6，所述调节二次侧有源桥电路开关管的脉冲宽度的方法包括：使开关管s5和s6具有50％占空比，且开关管s5滞后开关管s1角度

17、优选的技术方案中，所述步骤s02中计算归一化输出功率p5,pu的方法包括：

18、s21：根据变压器的匝数比n得出变换器的电压增益m：

19、

20、其中，vin和vout分别是输入电压和输出电压；

21、s22：根据归一化开关频率f＝ωs/ωn、开关角频率ωs、归一化质量因数q＝ωnls/zn得到电容器的归一化阻抗：

22、

23、其中，ωn为基值角频率，具体为ls为谐振电感，cs为谐振电容，zn是基值阻抗，具体为rl为负载电阻；

24、s23：利用等效电路，得到归一化谐振电流：

25、il,n＝ipcos(ωst+φi)

26、其中，φi为相角，ip为峰值电流；

27、s24：根据归一化谐振电流，计算得到归一化输出功率。

28、优选的技术方案中，所述步骤s04中在三电平模式下采用最小电流路径方法优化控制变量包括以下步骤：

29、s41：三电平模式有效值电流用i3,rms表示：

30、

31、s42：令p3,pu＝p*3,pu，再设立一个关于i3,rms的拉格朗日数乘方程：

32、l3＝i3,rms+λ3(p3,pu-p*3,pu)

33、将l3对δ求偏导数得到：

34、

35、将l3对求偏导数得到：

36、

37、将l3对λ3求偏导数得到：

38、

39、其中，p3,pu为三电平模式归一化功率；

40、s43：将上述三个公式化简得到三电平模式下的最小电流路径关系：

41、

42、s44：将其代入三电平模式归一化功率p3,pu得到简化后的公式：

43、

44、优选的技术方案中，所述步骤s04中在四电平模式下采用最小电流路径方法优化控制变量包括：

45、得到四电平模式下的最小电流路径关系：

46、

47、将其代入四电平模式归一化功率p4,pu得到简化后的公式：

48、

49、本发明又公开了一种混合桥谐振变换器的调制系统，采用上述的混合桥谐振变换器，调制系统包括：

50、波形调节模块，调节一次侧有源桥电路开关管和辅助半桥开关管的脉冲宽度，产生一次侧中点交流电压vab的波形；调节二次侧有源桥电路开关管的脉冲宽度，产生二次侧中点交流电压vcd的波形；

51、归一化输出功率计算模块，计算得到归一化输出功率p5,pu：

52、

53、其中，m为电压增益，f为归一化开关频率，q是归一化质量因数，δ、α为一次侧开关管移相角，为二次侧开关管移相角；

54、不同模式调节模块，通过调节α与δ的关系，产生四种不同的模式，即全桥模式、四电平模式、半桥模式和三电平模式；

55、全桥模式是当电压增益m＝1时，α＝δ＝π，此时一次侧中点电压vab为方波；

56、四电平模式是当电压增益0.5＜m＜1时，δ＝π，此时一次侧中点电压vab有+vin、+1/2vin、-1/2vin、-vin四种不同电压等级；

57、半桥模式是当电压增益m＝0.5时，α＝0,δ＝π，此时一次侧中点电压vab是具有1/2vin幅值的方波；

58、三电平模式是当电压增益0＜m＜0.5时，α＝0，此时一次侧中点电压vab有+1/2vin、0、-1/2vin三种不同电压等级；

59、优化控制模块，在三电平模式和四电平模式下采用最小电流路径方法优化控制变量，得到最小电流应力。

60、本发明与现有技术相比，其显著优点为：

61、(1)本发明可以在电压增益m为0～1之间高效运行，拓展了谐振变换器的电压增益范围。

62、(2)本发明可以在全增益范围下实现所有开关管的zvs，减少了谐振变换器的开关损耗。

63、(3)本发明在三电平模式和四电平模式下使用mct优化方法，通过调整变量之间的约束条件，使得二次侧同步整流，消除二次侧回流功率，且实现最小电流应力，减少谐振变换器的导通损耗。

64、(4)本发明在全桥模式和半桥模式下实现了电压平衡，等效增益始终为1，始终能运行在较高的效率。