基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统、方法及介质

1.本发明涉及开关电源技术领域，尤其是一种基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统、方法及介质。


背景技术：

2.随着通信系统用电量加剧，供应商设备的不断增多及系统空间紧张等客观问题的不断显现，市场对通信电源产品提出了高效率，高功率密度，宽工作温度及高可靠性等要求。而开关变换器电源通过高频开关控制大大减小了电感与电容体积，能够满足通信系统电气需求的同时，具有体积小及可靠性高等优点，是当前通信电源的主要形式。其中最常见的即为原边反馈反激变换器。
3.当前原边反馈反激变换器实现输出恒流的方法主要是控制输出二极管电流恒定不变，其主要思路为：通过原边采样得到在导通阶段变压器原边绕组平均电流，按照变压器原边绕组电流与输出绕组电流之间的比值等于原边绕组与副边绕组匝数比的原则，得到输出绕组在去磁阶段的平均电流；最后，基于去磁阶段的平均电流、去磁阶段的时间长度及开关周期得到输出二极管的平均电流，通过保持该平均电流恒定不变实现负载电流恒定。目前该方法可以在断续电流模式和连续电流模式中使用，均能得到较好的输出电压精度。
4.然而目前的原边电流采样方法往往是使用原边采样电阻配合dac、比较器对变换器原边电流进行峰值电流控制的同时完成采样，这种采样方式抗干扰能力较差，在导通时间较小时，也存在着比较大的误差，且由于dac、比较器的精度限制，采样电阻的阻值不能过小，从而导致整个系统的效率下降，尤其是在原边电流较大时，采样电阻上的功率损耗将进一步增大，导致击穿风险也亦增加。


技术实现要素：

5.本发明针对上述问题，提出了一种基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统、方法及介质，极大地减小了原边采样电阻，降低了击穿风险，提高了系统的转换效率。
6.实现本发明目的的技术解决方案为：
7.一种基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统，该系统包括主拓扑电路和与其构成闭环的控制部分；控制部分包括电流采样模块、去磁时间补偿模块、输出电流计算模块、pid计算模块以及pwm驱动模块，与主拓扑电路组合起来构成闭环恒流控制系统；
8.进一步地，所述电流采样模块包括采样电路模块和原边平均电流计算模块，采样电路模块基于原边采样电阻上的电压v
rs
得到原边输入电流iin，通过原边平均电流计算模块对其进行处理，以得到准确的原边平均电流ipav，并将ipav输入到输出电流计算模块。采样电路模块和原边平均电流计算模块的详细工作方式如下：
9.其中，采样电路输入模块的输入信号是原边采样电阻上的电压v
rs
。vr首先经过一阶rc滤波滤除掉开关管产生的高频干扰信号，随后通过运放进行放大，最后将处理后的电压信号v
pav
输入到原边平均电流计算模块；
10.原边平均电流计算模块的输入信号为采样电路输出的电压信号v
pav
，输出值为原边平均电流的值ipav；可以通过模拟或者数字的处理方法处理v
pav
来得到ipav：
[0011][0012][0013]
ipav_sum(n+1)＝ipav_sum(n)+iin_dig(n+1)
[0014][0015][0016]
其中，ipav_dig为原边平均电流数字量，counter为定义的计数器，n为计数值，f
clk
为时钟频率，所述vref为a/d转换单元的参考电压，所述m为a/d转换单元的的位数。
[0017]
进一步地，所述去磁时间补偿模块的输入信号是辅助绕组分压后的电压信号vsense，输出信号为实际退磁时间tr；所述模块通过比较器将vsense与零电压相比较，并记录比较器每个周期内翻转的时间，最终得到每个工作周期内的实际退磁时间tr。
[0018]
进一步地，所述输出电流计算模块的输入信号是原边平均电流ipav以及退磁时间tr，输出信号为计算所得到的输出二极管平均电流，即输出电流的值icol；所述模块通过下式所示的关系式对当前周期的输出电流进行计算：
[0019][0020]
进一步地，所述pid计算模块的输入信号为输出电流对应的数字量icol；输出信号为给到pwm驱动模块的导通时间ton；所述模块将会对icol以及给定输出电流做数字pid计算，得到下一周期的主开关管导通时间ton。
[0021]
进一步地，所述pwm驱动模块的输入信号为主开关管导通时间ton，所述模块的输出信号为个开关管的占空比驱动信号duty；所述模块将会根据主开关管导通时间ton生成驱动信号，并在极端情况下对主开关管导通时间进行限制，以起到保护受控的开关电源系统的作用。
[0022]
一种基于所述的基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统的方法，包括：
[0023]
通过电流采样模块对原边采样电阻电压进行滤波、放大以及数字或模拟处理，得到原边绕组的平均电流；
[0024]
通过去磁时间补偿模块对辅助绕组的分压值进行电压判别得到其去磁时间；
[0025]
基于原边绕组的平均电流和去磁时间，通过输出电流计算模块输出二极管平均电流，并输出至pid模块；
[0026]
通过pid模块确定下一周期的主开关管导通时间ton；
[0027]
通过pwm驱动模块生成驱动信号控制主拓扑电路中开关管；
[0028]
重复以上步骤，进行基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制。
[0029]
一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有可执行程序，所述可执行程序被处理器执行实现所述方法的步骤。
[0030]
本发明与现有技术相比，其显著效果为：
[0031]
1)通过对原边反馈反激变换器的原边电流采样电路进行调整，极大地减小了原边采样电阻，进一步提高了系统的转换效率：
[0032]
2)通过对原边采样电阻电压进行滤波、放大以及数字或模拟处理，得到原边绕组的平均电流，通过对辅助绕组的分压值进行电压判别得到其去磁时间，综合计算得到输出二极管平均电流的准确值，也即恒流控制；
[0033]
3)该系统能够适用于隔离式或者非隔离开关电源电路结构，且可以通过模拟控制或数字控制的方法实现，具备通用性、可复用性和可移植性等优点。
附图说明
[0034]
图1是本发明控制方法的系统结构框图。
[0035]
图2是本实例的主拓扑电路结构图。
[0036]
图3(a)是使用传统采样方法的主拓扑电路结构图；图3(b)是相关关键波形图。
[0037]
图4是本实例的电流采样模块的结构框图。
[0038]
图5是去磁时间补偿模块的相关波形图，图5(a)对应连续电流导通模式图；图5(b)对应断续电流导通模式图。
[0039]
图6是本实例输出电流计算过程中的部分关键波形图。
[0040]
图7是本实例系统工作状态下的输出电流波形图。
具体实施方式
[0041]
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
[0042]
本实施例提供了一种低阻值基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统，相比于传统原边反馈反激变换器，调整了采样电路，进一步提高了系统转换效率，并通过一定计算方式提高了输出二极管平均电流的精度。该方法完全适用于采用传统rcd结构的钳位电路或采用有源钳位电路等各种钳位电路的反激变换器，且可以通过模拟控制或数字控制的方案来实现本系统的控制方法。
[0043]
如图1所示，本恒流控制系统包括主拓扑电路和与其构成闭环的控制部分。闭环控制部分包括了电流采样模块、去磁时间补偿模块、输出电流计算模块、pid计算模块、以及pwm驱动模块。电流采样模块、去磁时间补偿模块分别对原边采样电阻电压vrs、辅助绕组分压后的电压vsense进行处理，得到输入电流的平均值iin和实际去磁时间tr，并输入到输出电流计算模块。输出电流计算模块根据输入数据计算得到上一周期输出电流icol，并输入到pid计算模块。pid计算模块根据icol和给定输出电流参考值的误差量进行增量式pid计算，根据计算结果对导通时间进行调整，最后得到下一周期主管的导通时间ton，并输入到pwm驱动模块内。pwm驱动模块根据主管的导通时间ton生成主管、辅助管的pwm驱动信号duty1、duty2，并输出回主拓扑电路。
[0044]
下面将以基于数字控制的有源钳位反激变换器为例来有展开介绍这种低阻值基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统的具体结构。
[0045]
图2是本系统开关电源主拓扑部分的示意图，如图所示主拓扑部分包括输入电容、原边采样电阻、变压器原副边绕组、开关管、辅助绕组、钳位电路和输出电路；输入电容并联在输入端，并在输入回路上串联了一个小阻值原边采样电阻；原边绕组位于输入侧，其同名端连接直流电压正端，异名端连接所述开关管的漏端；所述钳位电路由开关管、钳位电容构成的有源钳位电路；副边绕组位于输出侧，所述副边绕组连接输出电路；辅助绕组位于输入侧，所述辅助绕组的两端串接分压电阻，且所述辅助绕组的同名端接输入侧地端。
[0046]
本实例针对通信电源应用需求，以所提专利方法设计一款原边反馈dc-dc恒流控制电源。其输入电压范围为24～72v，输出电流1.5a，输出电压16～48v。
[0047]
若以传统变反馈反激变换器方案，其恒流实现方法其电路如图3(a)，需要采样电阻采样开关管的平均电流，该电流是一个线性变化的波形，如图3(b)，为了获得其平均值，往往需要adc或者dac直接或间接的采样该电流。而为了保证全负载范围内的采样精度，这种方法需要较大采样电阻得到大的电流采样电压，而在本实例中，最大输入峰值电流约为8a，此时若采样电阻的阻值为0.25ω，采样电阻的峰值电压为2v，而采样电阻的峰值功耗将达到3.06w。但若使用本控制系统，仅需要阻值为0.02ω的采样电阻，在同样的情况下功耗为0.245w，仅为传统方案的8％，极大程度的减小了采样电阻上的功率损耗，大大提升了效率，且保证了采样精度。
[0048]
下面为闭环控制部分各模块的实现方法介绍：
[0049]
1)电流采样模块。本系统的电流采样模块由两部分构成，分别是电流采样电路以及原边平均电流计算模块。下面将以采用数字控制方法为例介绍该模块；
[0050]
电流采样电路结构如图4所示，其包含滤波电路和放大电路，输入为原边采样电阻上的电压v
rs
，v
rs
首先经过一阶rc滤波滤除掉开关管产生的高频干扰信号，随后通过运放进行放大得到电压信号v
pav
，最后将放大后的电压信号v
pav
输入到原边平均电流计算模块。v
pav
和原边输入电流iin的关系如下式：
[0051]vpav
＝iin
×
rs
×
gain
[0052]
其中，rs为采样电阻阻值，gain为运算放大器的放大倍数。
[0053]
原边平均电流计算模块。包括a/d转换和数字计算两部分。其输入为上述采样电路放大后的电压信号v
pav
，输出为原边平均电流ipav。本实例采用的是数字控制的方法实现该模块的功能。本实例中的采样电阻阻值rs为0.02ω，运算放大器的放大倍数gain为50倍，adc的参考电压vref为5.2v，位数为8位，因此，可以计算得到iin_dig和原边输入电流iin的关系式：
[0054][0055]
定义计数器counter，counter在变换器的每个工作周期内计数，根据变换器的工作频率f以及控制系统的时钟频率f
clk
可以得到counter的最大值(如式1)。当counter小于该最大值时，定义ipav_sum对本工作周期内的iin_dig进行累加(如式2)，当counter等于最大值时，对ipav_sum求平均值得到ipav_dig(如
[0056]
式3)，并将ipav_sum清零。最终把ipav_dig传输到输出电流计算模块。
[0057][0058]
ipav_sum(n+1)＝ipav_sum(n)+iin_dig(n+1)
ꢀꢀ
(式2)
[0059][0060]
3)去磁时间补偿模块，其根据辅助绕组上的电压信号等到变换器实际的退磁时间。一般采用比较器来实现该功能，其通过对辅助绕组分压后的电压信号vsense进行判别，从而得到实际的退磁时间tr。具体方式是把vsense作为比较器的正相输入，把零电压作为比较器的反相输入，通过对比较器输出信号每个周期内翻转的时间进行计时，最终得到每个工作周期内的实际退磁时间tr并传输到输出电流计算模块。在连续电流导通模式下，主管关端后比较器只会翻转一次，此时比较器翻转的时间即为退磁时间tr，如图5(a)所示；而在断续电流导通模式下，由于存在变压器漏感与开关管寄生电容影响，vsense信号会发生谐振，因此比较器在主管关断后会多次翻转，此时取一个周期内比较器输出为高电平的总时长为tr，如图5(b)所示。
[0061]
4)输出电流计算模块。本实例采用数字控制的方法，其输入信号是原边平均电流的数字量ipav_dig以及退磁时间tr、主管导通时间ton，输出信号为计算所得到的输出电流值i
col
；所述模块对当前周期的输出电流进行计算。最终把计算得到的输出电流i
col
传输到pid计算模块。具体计算方式如下：
[0062]
如图6为原边输入电流iin、变压器原边绕组电流i
p
、原边平均电流ipav的波形图。原边平均电流ipav是采样模块对原边输入电流iin进行处理所得到的，因此ipav等于原边输入电流iin的平均值。原边输入的电流最终都会流入变压器原边绕组，因此原边平均电流ipav的值与变压器原边绕组电流i
p
在整个周期内的平均值也是相等的，如下式：
[0063][0064]
其中，ts代表每个工作周期的总时长，而主管关断后，i
p
为0，并且i
p
在导通阶段是线性增加的，因此可以将上式简化为：
[0065][0066]
其中i
p
(t
on
/2)为主管导通时间中点时i
p
的值，因为i
p
在导通阶段是线性增加的，因此该值等于导通阶段i
p
的平均值，下文中以代替该值。由此可得，在主管每个工作周期导通的时间段内，ipav与原边绕组电流i
p
的平均值有如下关系：
[0067][0068]
而在变压器输出端，输出绕组电流is通过输出整流二极管流向输出负载，因此输出电流的值与变压器副边绕组电流is在整个周期内的平均值也是相等的，如下式：
[0069][0070]
而输出绕组电流is不为零的时间即为退磁时间tr，因此该式可化简为：
[0071][0072]
其中，是在每个工作周期的退磁时间段内，副边绕组电流is的平均值，由此可得与输出电流i
col
的关系式：
[0073][0074]
而变压器在一个工作周期内，与之比等于变压器原边匝数ns与副边匝数np的反比，如下式：
[0075][0076]
结合上述关系式，可以得到变换器输出电流的计算式：
[0077][0078]
其中，nps为系统中变压器的原、副边绕组的匝数比，ton为主管导通时间，原边平均电流ipav与其数字量ipav_dig关系如下：
[0079][0080]
5)pid计算模块。本系统的pid计算模块通过对输出电流与给定参考值进行数字pid计算，以得到下个周期的主管导通时间，具体计算式如下：
[0081]
t
on
(n)-t
on
(n-1)＝kp
×
[e(n)-e(n-1)]+ki
×
e(n)
[0082]
其中t
on
(n)表示本周期的导通时间计算量，t
on
(n-1)表示前一个周期的导通时间计算量，e(n)表示本周期的电流计算量误差，e(n-1)表示前一个周期的电流计算量误差，通过调节k
p
与ki的参数值，进行整个运算。最终得到下个周期的导通时间ton，并将其传输到pwm驱动模块和输出电流计算模块。
[0083]
6)pwm驱动模块。其输入信号为pid计算模块提供的导通时间ton，输出信号为开关管的驱动信号duty1、duty2，波形表述为：在一个周期开始时将主管驱动信号duty1置为高电平“1”，当主管导通时间等于ton后，再将主管驱动信号duty1置为低电平“0”。随后分别在主管驱动信号duty1置为高电平“0”后以及本周期结束前，将辅助管驱动信号duty2置为高电平“1”若干时间。最终把驱动信号duty1、duty2传输回电路主拓扑中。
[0084]
一种基于所述的基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统的方法，包括：
[0085]
通过电流采样模块对原边采样电阻电压进行滤波、放大以及数字或模拟处理，得到原边绕组的平均电流；
[0086]
通过去磁时间补偿模块对辅助绕组的分压值进行电压判别得到其去磁时间；
[0087]
基于原边绕组的平均电流和去磁时间，通过输出电流计算模块输出二极管平均电流，并输出至pid模块；
[0088]
通过pid模块确定下一周期的主开关管导通时间ton；
[0089]
通过pwm驱动模块生成驱动信号控制主拓扑电路中开关管；
[0090]
重复上述的采样、输出电流计算、退磁时间补偿、pid计算以及开关方式的控制，能够使该系统获得很好的采样精度和转换效率。
[0091]
所述方法包含基于原边采样电阻的原边反馈反激变换器恒流控制系统的技术特征，在此不再累述。
[0092]
图7是在1.5a的恒流输出工作模式下，40vdc直流输入时，负载从32ω切换到16ω时的输出波形，负载为32ω时，系统的输出电压为1.48a，负载为16ω时，系统的输出电压为1.51a，输出误差控制在1.3％之内，可见该系统可以获得比较好的输出精度。
[0093]
在本实施例中，通过对原边采样电阻电压进行处理计算，得到原边绕组的平均电流，通过对辅助绕组的分压值进行电压判别得到其去磁时间，综合计算得到输出二极管平均电流的准确值。且该方法适用于有源钳位反激变换器或rcd钳位电路反激电路结构等，具备通用性、可复用性和可移植性等优点，并可以通过模拟控制或者数字控制的方法实现。
[0094]
以上所述的仅是本技术的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。