一种高速永磁同步电机数字控制方法及装置与流程

1.本技术属于电机控制技术领域，具体涉及一种高速永磁同步电机数字控制方法及装置。


背景技术：

2.永磁同步电机以其优异的功重比与效率、平稳的转矩脉动，在绿色航空电驱动领域有很大的应用前景。永磁同步电机是一个非线性强耦合的系统，需要对其位置与电流信号进行精确实时的采集与处理，采用双闭环的方式输出电压控制信号，并经svpwm调制机构输出pwm脉冲信号，控制逆变器开关管，通常采用数字控制系统实现。永磁同步电机数字控制系统的载波比对控制性能影响很大，当电机高速运行时，载波比较低，此时系统的控制时延会导致施加在电机上的真实dq电压与目标输出电压之间产生偏移，从而影响矢量控制的解耦性。


技术实现要素：

3.为了解决上述问题，本技术提供了一种高速永磁同步电机数字控制方法及装置，通过对电机控制延迟进行估算，并在2r/2s坐标变换中对角度进行补偿，以改善永磁电机高速运行时的闭环解耦性能。
4.本技术第一方面提供了一种高速永磁同步电机数字控制方法，主要包括：
5.步骤s1、对三相电流信号、转速信号及位置信号进行采样；
6.步骤s2、对采样的三相电流信号进行clark变换后再进行park变换，获得旋转正交坐标系下的dq轴电流；
7.步骤s3、对永磁同步电机分别进行转速及电流的闭环矢量控制，并输出dq轴电压控制信号；
8.步骤s4、基于预设的延时时间计算因该延时导致的电机转过的角度，该角度为电机当前时刻的理论角度与获取的当前时刻的采集的角度的差值；
9.步骤s5、基于所述角度修正dq轴电压控制信号；
10.步骤s6、基于修正后的dq轴电压控制信号进行反park变换，获得两相静止坐标系下的参考电压；
11.步骤s7、基于所述参考电压对永磁同步电机的逆变器进行控制。
12.优选的是，步骤s4中，所述预设的延时时间为1.5个控制周期。
13.优选的是，步骤s4中，电机转过的角度δθe为：
14.δθe＝ωe(k)δt；
15.其中，ωe(k)为k时刻的转速信号，δt为预设的延时时间。
16.优选的是，步骤s5中，修正dq轴电压控制信号包括：
17.u
d*
[k]＝ud[k]cos(δθe)-uq[k]sin(δθe)
[0018]uq*
[k]＝ud[k]sin(δθe)+uq[k]cos(δθe)；
[0019]
其中，ud[k]、uq[k]为修正前的k时刻dq轴电压控制信号，u
d*
[k]、u
q*
[k]为修正后的k时刻dq轴电压控制信号。
[0020]
优选的是，步骤s7进一步包括：
[0021]
对所述参考电压进行七段式svpwm调制，获得6路pwm信号，并基于pwm信号对逆变器进行控制。
[0022]
本技术第二方面提供了一种高速永磁同步电机数字控制装置，主要包括：
[0023]
采样模块，用于对三相电流信号、转速信号及位置信号进行采样；
[0024]
坐标变换模块，用于对采样的三相电流信号进行clark变换后再进行park变换，获得旋转正交坐标系下的dq轴电流；
[0025]
双闭环控制模块，用于对永磁同步电机分别进行转速及电流的闭环矢量控制，并输出dq轴电压控制信号；
[0026]
角度计算模块，用于基于预设的延时时间计算因该延时导致的电机转过的角度，该角度为电机当前时刻的理论角度与获取的当前时刻的采集的角度的差值；
[0027]
角度补偿模块，用于基于所述角度修正dq轴电压控制信号；
[0028]
反坐标变换模块，用于基于修正后的dq轴电压控制信号进行反park变换，获得两相静止坐标系下的参考电压；
[0029]
控制模块，用于基于所述参考电压对永磁同步电机的逆变器进行控制。
[0030]
优选的是，所述预设的延时时间为1.5个控制周期。
[0031]
优选的是，所述角度计算模块中，电机转过的角度δθe为：
[0032]
δθe＝ωe(k)δt；
[0033]
其中，ωe(k)为k时刻的转速信号，δt为预设的延时时间。
[0034]
优选的是，所述角度补偿模块中，修正dq轴电压控制信号包括：
[0035]ud*
[k]＝ud[k]cos(δθe)-uq[k]sin(δθe)
[0036]uq*
[k]＝ud[k]sin(δθe)+uq[k]cos(δθe)；
[0037]
其中，ud[k]、uq[k]为修正前的k时刻dq轴电压控制信号，u
d*
[k]、u
q*
[k]为修正后的k时刻dq轴电压控制信号。
[0038]
优选的是，所述控制模块包括：
[0039]
svpwm单元，用于对所述参考电压进行七段式svpwm调制，获得6路pwm信号，并基于pwm信号对逆变器进行控制。
[0040]
本技术解决了永磁电机高速控制时低载波比造成的解耦不彻底的问题，显著改善了电机的控制效果，降低了电机的开关频率。
附图说明
[0041]
图1是本技术高速永磁同步电机数字控制方法的一优选实施例的控制框图。
[0042]
图2是本技术图1所示实施例的永磁电机数字控制系统采样过程示意图。
[0043]
图3是本技术图1所示实施例的α-β坐标系、d-q坐标系与校正后的d-q坐标系的关系图。
[0044]
图4是本技术图1所示实施例的电机角度补偿控制框图。
[0045]
图5是永磁同步电机不加补偿与加入补偿的控制效果对比示意图。
具体实施方式
[0046]
为使本技术实施的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本技术实施方式中的附图，对本技术实施方式中的技术方案进行更加详细的描述。在附图中，自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。所描述的实施方式是本技术一部分实施方式，而不是全部的实施方式。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，旨在用于解释本技术，而不能理解为对本技术的限制。基于本技术中的实施方式，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本技术保护的范围。下面结合附图对本技术的实施方式进行详细说明。
[0047]
本技术第一方面提供了一种高速永磁同步电机数字控制方法，如图1所示，主要包括：
[0048]
步骤s1、对三相电流信号、转速信号及位置信号进行采样。
[0049]
该步骤中，永磁同步电机数字控制系统的采样过程如图2所示，其中采样频率等于内环控制频率，也等于pwm载波频率。在第k个采样控制周期开始时刻，永磁电机的三相电流ia、ib、ic及转速信号ωe、位置信号θe经ad采样，得到k时刻的采样信号ia[k]、ib[k]、ic[k]、ωe[k]、θe[k]。
[0050]
步骤s2、对采样的三相电流信号进行clark变换后再进行park变换，获得旋转正交坐标系下的dq轴电流。
[0051]
该步骤首先进行clark变换，即三相-两相(3s/2s)变换坐标变换，过程如下所示：
[0052][0053]
之后，进行park变换，即两相—两相旋转变换(2s/2r变换)，对电流采样信号i
α
[k]、i
β
[k]进行2s/2r变换，有：
[0054][0055]
步骤s3、对永磁同步电机分别进行转速及电流的闭环矢量控制，并输出dq轴电压控制信号。
[0056]
该步骤采用双闭环控制，主要包括转速调节与电流调节。其中转速调节如下所示：
[0057][0058]
其中，isref[k]为内环电流参考值，对于内嵌式电机，采用mtpa控制，对表贴式电机，采用id＝0控制。得到内环电流调节器的dq电流指令值idref[k]、与iqref[k]，内环电流调节器如下所示。
[0059][0060]
步骤s4、基于预设的延时时间计算因该延时导致的电机转过的角度，该角度为电机当前时刻的理论角度与获取的当前时刻的采集的角度的差值。
[0061]
在永磁电机数字控制系统中，从采样到输出控制信号之间存在一定的延时。延时的原因包括但不限于信号的采样-保持延时、计算延时、控制信号在寄存器中的存储延时、pwm信号传输延迟等。对传统永磁同步电机数字控制系统中的延时影响进行分析，假定延时时间为δt，这一段时间内电机转过的角度为δθe，在δt时间内，电机转速近似不变，有如下关系成立。
[0062]
δθe＝ωe(k)δt
ꢀꢀ
(5)
[0063]
步骤s5、基于所述角度修正dq轴电压控制信号。
[0064]
由于控制时延导致了电机角度的偏差，进而导致真实施加在电机上的dq轴电压偏离了双闭环调节器的输出值，dq轴控制电压产生耦合，有必要对双闭环调节器的输出电压参考值u
d*
[k]、u
q*
[k]进行校正，校正后的参考电压u
d*
[k]、u
q*
[k]表示如下：
[0065][0066]
步骤s6、基于修正后的dq轴电压控制信号进行反park变换，获得两相静止坐标系下的参考电压。
[0067]
对校正后的参考电压u
d*
[k]、u
q*
[k]进行坐标变换，得到校正后的两相静止坐标系参考电压u
α*
[k]、u
β*
[k]：
[0068][0069]
式(7)所示的校正方式相当于直接对电机角度θe[k]进行补偿，并将补偿后的角度用于2s/2r坐标变换，补偿后的电机角度满足θ
e*
＝θe[k]+ωe[k]δt。两相静止坐标系、两相旋转坐标系、补偿后的两相旋转坐标系的关系如图3所示。
[0070]
步骤s7、基于所述参考电压对永磁同步电机的逆变器进行控制。
[0071]
在一些可选实施方式中，步骤s4中，所述预设的延时时间为1.5个控制周期。
[0072]
忽略永磁电机数字控制系统中计算延迟与pwm信号传输延时，在第k个采样周期开始时刻进行采样，经过1个控制周期后，逆变器输出pwm波，而逆变器输出pwm波的过程相当于一个0阶保持器，存在固有的0.5个控制周期的延时，因此，整个数字控制系统的延时可近似为1.5ts。因此，在实际控制系统中，δt可通过实测得出精确值，也可以用1.5ts来近似。补偿后的电机角度可表示为：
[0073]
θ
e*
[k]＝θe[k]+1.5ωe[k]tsꢀꢀ
(8)
[0074]
补偿电机角度的控制框图如图4所示。
[0075]
在一些可选实施方式中，步骤s7进一步包括：
[0076]
对所述参考电压进行七段式svpwm调制，获得6路pwm信号，并基于pwm信号对逆变器进行控制。可以理解的是，采用七段式svpwm对校正后的两相静止坐标系参考电压u
α*
[k]、u
β*
[k]进行调制，输出6路pwm信号，对逆变器进行控制。
[0077]
以一航空永磁同步电机为例，该电机的各项参数如下表1所示。开关频率为10k，电机额定转速下基频为946hz。
[0078]
表1电机参数表
[0079]
额定功率p(kw)56.5额定转速n(rpm)14200电机极对数p4直轴电感ld(μh)19.72交轴电感lq(h)22.66永磁体磁链ψf(v.s)0.0261
[0080]
电机跟随指令值不断加速至额定转速，先恒转矩输出，后恒功率输出，图5为加入角度补偿与不加角度补偿的电机转速对比图。由图可知，不加角度补偿时，电机转速升至8000rpm附近，控制系统失稳，而加入角度补偿后，控制系统则平稳运行至14000rpm附近。本技术所提方法可显著改善高速永磁电机的运行特性。
[0081]
本技术通过对用于2s/2r的电机角度进行补偿，解决了永磁电机高速控制时低载波比造成的解耦不彻底的问题，显著改善了电机的控制效果，降低了电机的开关频率。
[0082]
本技术第二方面提供了一种与上述方法对应的高速永磁同步电机数字控制装置，主要包括：
[0083]
采样模块，用于对三相电流信号、转速信号及位置信号进行采样；
[0084]
坐标变换模块，用于对采样的三相电流信号进行clark变换后再进行park变换，获得旋转正交坐标系下的dq轴电流；
[0085]
双闭环控制模块，用于对永磁同步电机分别进行转速及电流的闭环矢量控制，并输出dq轴电压控制信号；
[0086]
角度计算模块，用于基于预设的延时时间计算因该延时导致的电机转过的角度，该角度为电机当前时刻的理论角度与获取的当前时刻的采集的角度的差值；
[0087]
角度补偿模块，用于基于所述角度修正dq轴电压控制信号；
[0088]
反坐标变换模块，用于基于修正后的dq轴电压控制信号进行反park变换，获得两相静止坐标系下的参考电压；
[0089]
控制模块，用于基于所述参考电压对永磁同步电机的逆变器进行控制。
[0090]
在一些可选实施方式中，所述预设的延时时间为1.5个控制周期。
[0091]
在一些可选实施方式中，所述角度计算模块中，电机转过的角度δθe为：
[0092]
δθe＝ωe(k)δt；
[0093]
其中，ωe(k)为k时刻的转速信号，δt为预设的延时时间。
[0094]
在一些可选实施方式中，所述角度补偿模块中，修正dq轴电压控制信号包括：
[0095]ud*
[k]＝ud[k]cos(δθe)-uq[k]sin(δθe)
[0096]uq*
[k]＝ud[k]sin(δθe)+uq[k]cos(δθe)；
[0097]
其中，ud[k]、uq[k]为修正前的k时刻dq轴电压控制信号，u
d*
[k]、u
q*
[k]为修正后的
k时刻dq轴电压控制信号。
[0098]
在一些可选实施方式中，所述控制模块包括：
[0099]
svpwm单元，用于对所述参考电压进行七段式svpwm调制，获得6路pwm信号，并基于pwm信号对逆变器进行控制。
[0100]
虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施方案对本技术作了详尽的描述，但在本技术基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本技术精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本技术要求保护的范围。