用于CCM中的升压转换器的限流控制电路的制作方法

用于ccm中的升压转换器的限流控制电路
1.本技术要求于2022年1月14日提交欧洲专利局、申请号为ep22151658.6的欧洲专利申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本技术中。
技术领域
2.本技术涉及一种用于限制升压转换器电路的输入电流的控制电路。本技术还涉及一种包括该控制电路的升压转换器电路以及一种操作包括该控制电路的该升压转换器电路的方法。


背景技术：

3.能量收集是能量从外部源获取、捕获、并存储用于小型无线自主设备的过程，例如可穿戴电子设备和无线传感器网络中使用的设备。直流到直流(direct current to direct current,dc-dc)转换器电路，例如升压转换器电路，是通过以下方法将直流(direct current，dc)电源从一个电压电平转换为另一个电压的电子电路，即首先使用输入电压对储能元件充电，然后对储能元件进行放电以在dc-dc转换器的输出端提供能量。dc-dc转换器可用于增加从能量源收集的能量。恒定导通时间(constant-on-time，cot)升压转换器因其简单性和高性能而广受欢迎。
4.当以连续导通模式工作时，电池(以及电池的pcb布线)会产生与升压转换器的线圈串联的阻抗。该阻抗通常具有电感特性，使得线圈电流纹波会在pcb上的线圈的电池电压连接处引起高压变化。由于其它应用也可以在该点处连接，因此通常利用电容器将其与地解耦，从而在电池和线圈之间产生低通滤波器。为了避免线圈中过大的电流，通常实施电流保护。
5.由m.berkhout在ieee固态电路杂志，40卷，第11期，2005年11月(ieee journal of solid-state circuits,volume:40,issue 11,nov.2005)上发表的“d类音频功率放大器的集成过流保护系统(integrated overcurrent protection system for class-d audio power amplifiers)”中，公开了一种功率级，该功率级包括用于切换电感负载的开关，并且该功率级通过测量电感器中的电流并在检测到最大电流时控制开关提供电流保护。这种过流保护将很好地限制最大电流。然而，在升压转换器正在充电的时间段，即，通过电感器的电流增加的阶段的持续时间现在偏离了预期值，并且作为电流限制动作的自然结果，无法再维持预期的升压电压。在该限制动作期间，电感器电流具有不可预测的高幅度低频模式。电池去耦电容器上的电压也受该限制电流行为的影响。在升压转换器的输入端利用电容器进行滤波对于这些电流模式不是非常有效，并且导致电池电压处的低频高幅度的电压变化，从而干扰升压转换器和连接到该节点的其他应用的运行。此外，由于在电池电流和峰值线圈电流之间没有明确的关系，所以该解决方案阻止了精确的电池限流器控制。在不可预测的切换行为期间的平均电流低于常规切换的情况。这比常规切换的情况更早地限制了输入功率。


技术实现要素：

6.本技术的一个目的是实现控制装置以限制升压转换器的电流，使得切换频率稳定，并且避免限流期间电感器的低频高幅度变化。通过避免电感器中的高幅度变化，平均电流可以比现有技术的解决方案中的高。
7.根据本技术，提供了一种用于升压转换器的控制电路，其中，所述控制电路包括：切换装置，用于切换所述升压转换器以执行循环，其中，每个循环包括电感器存储由输入电压提供的能量的能量充电状态和所述电感器向所述升压转换器的输出端提供能量的能量放电状态；比较装置，用于确定所述电感器处的电流是否高于预定的最大电流；以及关断时间信号生成装置，用于基于所述电感器处的电流是否高于所述预定的最大电流生成关断时间信号，其中，所述关断时间信号用于确定下一个切换事件的所述能量放电状态的持续时间，并且所述切换装置用于基于所生成的关断时间信号切换所述升压转换器。这允许在恒定导通时间升压转换器中实现限流器，从而允许线圈限流，同时以与没有线圈限流动作相同的频率进行切换，并且在限流时不会干扰滤波的电池电压。所描述的恒定导通时间升压转换器中的限流选项与固定频率峰值电流模式控制升压转换器中的限流选项相当，但其实现起来简单得多。通常，升压转换器或多或少充当电压源，其中，输出电流和线圈电流取决于负载。然而，当线圈电流达到最大值时，其应充当电流源，其中，升压电压随着负载而变化，并且线圈电流或电池电流被限制为(可编程的)最大值。这里可以与dc电源进行比较。在限流的情况下，可以通过将恒定导通时间控制改变为恒定关断时间(即，能量放电状态的恒定持续时间)控制，完成向电流控制转换器的转变。在恒定导通时间控制期间，能量充电状态具有恒定持续时间，而在恒定关断时间控制期间，能量放电状态是具有恒定持续时间的状态。当i
coil
＝i
max
且产生过流信号oc时，关断周期(即，能量放电状态)的启动由峰值限流器产生。可以产生具有稳定切换频率所需的关断时间(即，能量放电状态)，类似于在恒定导通时间控制的情况下(在没有限流时)产生导通时间。
8.在本公开的示例中，所述关断时间信号基于输入电压v
bat
、所述升压转换器执行循环的切换频率f
target
以及所述升压转换器的输出端处的输出电压v
bst
，确定所述放电状态的持续时间t
off
，使得：
[0009][0010]
通过提供能量放电状态的恒定持续时间，可以控制升压转换器电路的切换频率。
[0011]
在本公开的示例中，切换装置用于基于所述电感器处的电流是否高于预定的最大电流，在第一电流操作模式和第二电压操作模式之间切换所述升压转换器。
[0012]
在本公开的示例中，所述关断时间信号生成装置包括电容器和比较电路，其中，所述电容器用于存储电压，其中，所述比较电路包括第一输入端和第二输入端，其中，所述比较电路用于在所述第一输入端处接收参考电压，在所述第二输入端处接收所存储的电压，并且通过比较所述参考电压和所存储的电压生成所述关断时间信号。这是实现关断时间信号生成装置的一种非常有效的方式。
[0013]
在本技术的实例中，所述控制电路还包括导通时间信号生成装置，所述导通时间信号生成装置包括另一电容器和另一比较电路，其中，所述另一电容器用于存储另一电压，其中，所述另一比较电路包括第一输入端和第二输入端，其中，所述另一比较电路用于在所
mode，dcm)中的简单性和高性能而广受欢迎。图1a中示出了cot升压转换器拓扑的示例。通过使用图1a的可调电流源为i
sh
选择适当的值，设置最小电压v
bst,target
(即，升压转换器的输出端处的期望电压)。
[0031][0032]
与该dc-dc转换器拓扑的名称所暗示的相反，导通时间通常被选择为依赖于v
bat
和v
bst
，这样就可以独立于v
bat
和v
bst
而达到ccm中的目标切换频率f
target
。
[0033][0034]
在操作期间，只要输出升压电压v
bst
下降到低于最小电压v
bst,target
并且欠压信号uv变高，就启动导通时间。作为对该信号的响应，pwm变低，使得s
l
闭合而sh断开，并且通过线圈l
bst
的电流将增加。同时，启动信号变高，定时器启动。当达到导通时间时，定时器生成就绪信号。该信号将导致pwm为高，使得s
l
断开而sh闭合，并且在对输出电容器c
bst
充电时，通过线圈l
bst
的电流将减小。结果，uv将变低，一旦升压电压再次下降到最小电压以下，就会重复该过程。图1b至图1e示出了恒定负载期间i
coil
和pwm的典型波形。
[0035]
在图1f中可以看到使用电流源和电容器生成t
on
的方法。注意，i
charge
与v
bst
成比例，并且v
ref
与v
bst-v
bat
成比例，以在连续导通模式(ccm)中获得所需的目标频率。当启动信号变高时，重置信号变低，v
c,on
随时间线性增加，直到达到v
ref
。比较器产生将v
c,on
重置为零的就绪信号。该逻辑用于驱动开关sh和s
l
。这在图1g至图1j中示出。
[0036]
电池(以及电池的pcb布线)会产生与线圈串联的阻抗r
bat
。该阻抗通常具有电感特性，使得线圈电流纹波会在pcb上的线圈的电池电压连接处引起高压变化。由于其它应用也可以在该点处连接，因此通常利用电容器将其与地解耦，从而在电池和线圈之间产生低通滤波器。为了避免线圈l
bst
中过大的电流，通常实施电流保护。在包括开关s
l
和sh并且被设计用于切换电感负载的功率级中，实现这种保护的常见方式为：
[0037]
测量电感器中的电流；
[0038]
断开在检测到最大电流时闭合的开关；
[0039]
闭合之前断开的开关，使得电感器电流将减小。
[0040]
在图1k中可以看到具有限流器和电池去耦的cot升压转换器。一旦i
coil
超过i
max
就设置信号oc，并且在pwm变低时重置。即使在导通时间生成的就绪信号变高之前，oc强制sh关闭、s
l
断开，使得i
coil
将不再增加，而是开始减小。这种过流保护将很好地限制最大电流。然而，因为现在t
on
偏离了预期值，如图1l至图1p所示，其中，过流保护干扰第一个和第三个pwm脉冲。因为过流信号中断了正常的切换序列，所以恒定导通时间控制回路现在失控，并且无法再维持预期的升压电压。当然，由于限流，升压电压会下降，这是不可避免的，但是在该限制动作期间电感器电流具有不可预测的高幅度低频模式。图1q至图1v中可以看到，电池去耦电容器v
bat
上的电压也受该限流行为的影响。其中，将图1q至图1s所示的系统对中等负载阶跃的响应与图1t至图1v所示的对限流的高负载阶跃的响应进行比较。
[0041]
图2a示出了根据本技术一实施例的升压转换器的控制电路100的示意图。控制电路100包括比较装置102、关断时间信号生成装置104以及切换装置106。
[0042]
图2a所示的控制电路100的比较装置102包括第一输入端120、第二输入端122和输
出端128。第一输入端120用于接收关于升压转换器电路的电感器处的输入电流的信息。第二输入端122用于接收第一阈值，该第一阈值指示预定的最大输入电流。比较装置102用于通过比较关于在第一输入端120处接收的输入电流的信息与在第二输入端122处接收的第一阈值，确定输入电流是否高于预定的最大输入电流。比较装置102可以在输出端128处生成信号，该信号指示输入电流是否高于预定的最大输入电流。
[0043]
图2a所示的控制电路100的关断时间信号生成装置104包括输入端130和输出端132。输入端130用于接收在输出端128处由比较装置102生成的信号。关断时间信号生成装置104还用于在输出端132处生成关断时间信号。关断时间信号是基于在输入端130处接收的信号生成的。关断时间信号将用于生成升压转换器电路的下一个切换事件的能量放电状态。图2a所示的控制电路100的切换装置106包括输入端134和输出端136。切换装置106的输入端134用于接收在关断时间信号生成装置104的输出端132处的关断时间信号。切换装置106用于切换升压转换器以通过启动切换事件执行循环，其中，每个循环或切换事件包括电感器存储由升压转换器电路的输入端处的输入电压提供的能量的能量充电状态以及电感器向升压转换器电路的输出端提供能量的能量放电状态。切换装置106启动新的循环或切换事件，其中，电感器启动充电能量，并且当电感器处的电流达到最大电流时，比较装置102向关断时间信号生成装置104指示电感器达到了最大电流。然后，关断时间信号生成装置104在输出端132处生成关断时间信号，该关断时间信号由切换装置106接收。然后，切换装置106控制升压转换器电路进入能量放电状态，其中，电感器向升压转换器电路的输出端启动能量放电。升压转换器电路将处于能量放电状态，直到关断时间信号被去激活。
[0044]
关断时间信号迫使升压转换器电路在恒定的时间量t
off
内处于能量放电状态。关断时间信号的持续时间t
off
可以被选择为取决于升压转换器电路的输入电压v
bat
、升压转换器电路的输出电压v
bst
和预期的切换频率f
target
，如下所示：
[0045][0046]
控制电路100的比较装置102、关断时间信号生成装置104和切换装置106可以不同方式连接，但仍提供相同的功能。例如，比较装置102可以用于向切换装置106提供指示电感器电流是否超过最大电流的信息，并且切换装置106可以基于该信息向关断时间信号生成装置104提供信号，使得关断时间信号生成装置104基于该信号生成关断时间信号并将其发送到切换装置106。然后，切换装置106相应地切换升压转换器电路。控制电路100可以包括不同部分或任何其他元件之间的任何其他合适的连接形式。比较装置102、关断时间信号生成装置104和切换装置106可以包括允许执行其中每一个的相应功能的任何种类的电气元件和/或门逻辑。例如，比较装置102可以包括操作比较器或任何其他门逻辑元件。
[0047]
图2b示出了根据本技术一实施例的控制电路200。控制电路200包括切换装置106和关断时间信号生成装置104。图2b的控制电路200还包括导通时间信号生成装置224，其可以非常类似于关断时间信号生成装置104。当不需要限流时使用导通时间信号生成装置224，并且当需要限流时(即，当电感器中的电流超过预定的最大电流时)使用关断时间信号生成装置104。这样，切换装置106用于基于电感器处的电流是否高于预定的最大电流，在第一电流操作模式(其中，关断时间信号生成装置104用于确定能量放电状态的持续时间)与第二电压操作模式(其中，导通时间信号生成装置224用于生成能量充电状态的持续时间)
之间切换升压转换器。
[0048]
图2b中的关断时间信号生成电路104包括电流源202、电容器204和比较器206。比较器206包括用于接收电容器204两端的电压v
c,off
的第一输入端208。比较器206包括用于接收参考电压v
ref,off
的第二输入端210，其中，参考电压v
ref,off
与升压转换器电路的输入电压v
bat
相等或成比例。电容器204用于基于与升压转换器电路的输出电压v
bst
成比例的反馈电流i
charge
，存储电压v
c,off
。比较器206基于第一输入端208和第二输入端210之间的比较结果，生成reset_toff信号。切换装置106用于基于该比较接收reset_toff信号且生成pwm信号以切换控制升压转换器电路进入能量放电状态并保持时间t
off
，该时间t
off
等于
[0049]
切换装置106还用于生成控制开关220闭合的reset_toff信号，使得电容器204两端的电压v
c,off
随时间线性增加，直到比较器206的第一输入端208达到在比较器206的第二输入端210处接收的参考电压v
ref,off
为止。此时，比较器206生成reset_toff信号，该信号断开开关220并将电压v
c,off
重置为零。参考电压v
ref,off
由电压源260生成。
[0050]
图2b的导通时间信号生成电路224类似于关断时间信号生成电路104，并且还包括另一电容器234和另一比较电路或比较器236，其中，另一电容器234用于存储另一电压v
c,on
，其中，另一比较电路236包括第一输入端240、第二输入端238，其中，另一比较电路236用于在第一输入端240处接收另一参考电压v
ref,on
，在第二输入端238处接收另一电压v
c,on
，并且通过比较另一参考电压v
ref,on
和另一电压v
c,on
生成导通时间信号reset_ton。另一参考电压v
ref,on
由电压源262生成。信号reset_ton被提供给切换装置106。由电压源262生成的另一参考电压v
ref,on
与v
bst
－v
bat
相等或成比例。切换装置106用于接收reset_ton信号且生成pwm信号以切换控制升压转换器电路进入能量充电状态并保持时间t
on
，该时间t
on
等于
[0051]
切换装置106还用于生成reset_ton信号，该信号控制开关250将电容器234的电压v
c,on
重置为零。在reset_ton未激活时，开关250断开，且另一电容器234两端的另一电压v
c,on
随时间线性增加，直到另一比较器236的第二输入238达到由电压源262生成的另一参考电压v
ref,on
为止。此时，另一比较器236生成reset_ton信号，该信号断开开关250并将另一电容器234的另一电压v
c,on
重置为零。
[0052]
切换装置106用于接收过流oc信号和欠压uv信号，其中，oc信号和uv信号由图2a中所示的比较装置102生成。尽管在图2a中，比较装置102的输出端128连接到关断时间信号生成装置104，如前所述，该输出端128可以连接到切换装置106，使得切换装置106分别向导通时间信号生成装置224或关断时间信号生成装置104发送reset_ton信号或reset_toff信号。如上所述，这样，切换装置可以在第一电流操作模式和第二电压操作模式之间切换升压转换器电路，在第一电流操作模式中，关断时间信号生成装置104确定能量放电状态的持续时间，在第二电压操作模式中，导通时间信号生成装置224基于电感器处的电流是否高于预定的最大电流，确定能量充电状态的持续时间。切换装置基于电感器处的电流是否高于预定的最大电流，在第一电流操作模式与第二电压操作模式之间切换升压转换器电路，使得当电感器处的电流高于预定的最大电流时，升压转换器电路在第一电流操作模式中工作，以及当所述电感器处的电流未高于预定的最大电流时，升压转换器电路在第二电压操作模式下工作。这允许限制最大电流，同时仍然提供稳定的切换频率。
[0053]
图3示出了根据本技术一实施例的升压转换器电路300。图4a至图4e示出了在操作期间图3的升压转换器电路300的多个信号的时间波形图。图4a示出了以图3的升压变换器电路中的i
coil
的值作为时间的函数。电流i
coil
是图3所示的电感器l
bst
的电流。图4b至图4e分别示出了pwm信号、oc信号、ready_toff信号和uv信号作为时间的函数。图3的升压转换器电路300包括例如连接在由电池生成的输入电压v
bat
处的电感器l
bst
，以及开关s
l
和开关sh。图3的升压转换器电路300还包括切换装置106、比较装置102、以及关断时间信号生成装置104和导通时间信号生成装置224。比较装置102包括比较器190，该比较器190用于在第二输入端122处接收最大电流i
max
，在第一输入端120处接收通过电感器的电流i
coil
(由电流测量设备390测量)，并且生成指示电感器电流i
coil
超过最大电流i
max
的oc信号。比较装置102还包括比较器302，该比较器302包括第一输入端304和第二输入端306，第一输入端304用于接收最小电压，第二输入端306用于接收电压v
sh
＝v
bst
－i
sh
*r
sh
，并生成指示输出电压v
bst
低于最小电压的uv信号。当oc信号被激活时，切换装置106切换到关断时间操作模式(即，第一电流操作模式)并激活关断时间信号生成装置104。当uv信号被去激活时，切换装置106切换到导通时间操作模式(即，第二电压操作模式)并激活导通时间信号生成装置224。两种操作模式(电压模式和电流模式)之间的切换是在逻辑上实现的，并且由过流信号oc启动，以切换到电流模式，指示升压电压的not(uv)信号(即，信号uv的反转)高于最小电压。
[0054]
在图4a所示的时间间隔400期间，开关s
l
闭合而开关sh断开，以便将图3的电感器l
bst
接地。当电感器l
bst
接地时，升压转换器电路300进入能量充电状态，其中电流流过电感器l
bst
，并且电感器l
bst
通过产生磁场存储一些能量。电感器l
bst
中的电流i
coil
在该时间间隔400期间增加，如图4a所示。当电感器电流i
coil
达到最大电流i
max
时，过流信号ov被激活，如图4c所示，并且切换装置106发送控制信号pwm，如图4b所示，以断开开关s
l
，以便将电感器l
bst
与地断开连接，并且闭合开关sh，以便将电感器l
bst
连接到输出v
bst
，并且升压转换器电路300进入能量放电状态，在该状态中，在图4a所示的时间间隔402期间，先前累积在电感器l
bst
中的能量被转移到输出v
bst
，并且电感器l
bst
中的电流i
coil
在周期t
off
期间开始减小，在该周期t
off
之后，oc信号被去激活，并且信号pwm被设置为零，从而切换升压转换器电路300的开关sh和开关s
l
，使得在404启动新的充电周期。在连续模式事件的这种情况下，时间间隔400和402为一部分，其中完整的切换周期已由电路执行。新的连续模式事件在时间间隔402之后启动。
[0055]
图5示出了根据本技术一实施例的一种操作控制电路的方法的流程图，其中使用了三位状态机q。电压模式和电流模式中的切换周期都受到控制，如图5所示。下面描述状态机的操作，讨论每个状态，从状态q＝000开始。
[0056]
·
状态q＝000
[0057]
系统处于使用恒定导通时间控制的电压模式(即，第二电压操作模式)。pwm信号是激活的，并且欠压信号uv的上升沿通过转换至状态q＝001来启动导通时间充电状态。
[0058]
·
状态q＝001
[0059]
当q＝001时，信号pwm变为零，因此图3中的开关s
l
闭合，开关sh断开，并且通过电感器的电流i
coil
增加。此外，定时器在此状态下通过值为零的reset_ton信号被启动，且导通电压v
c,on
斜升，直到其超过导通参考电压v
ref,on
。然后，图2b中所示的比较器236在ready_ton(图5中的ron)信号上产生上升沿，其将导致转换至状态q＝011。
[0060]
然而，如果过流信号oc在ready_ton信号之前变高，则转换至状态q＝101，并且进入恒定关断时间控制(即，第一电流操作模式)且限流。
[0061]
·
状态q＝011
[0062]
在状态q＝011中，信号pwm通过值1被激活，因此开关s
l
断开，开关sh闭合，并且通过电感器的电流i
coil
被转储到输出电容器并减小。在保证信号pwm＝1的最小时间的一定延迟时间之后，自动转换至状态010(通过激活ready_toff信号，其在图5中称为roff)。
[0063]
·
状态q＝010
[0064]
自动转换至q＝000。(此状态仅用于从011到000的转换，以避免同时重置多个位)。
[0065]
·
状态q＝101
[0066]
在状态q＝001(当开关s
l
闭合并且信号pwm等于零时)中过流信号oc的上升沿之后，进入该状态。现在，已进入电流回路并且使用恒定关断时间控制。oc信号启动关断时间信号，并立即进行到状态111的转换。
[0067]
·
状态q＝111
[0068]
这里，信号pwm等于1，使得开关s
l
(经历过流事件)断开，开关sh闭合，并且通过电感器的电流i
coil
减小。信号reset_toff为低电平，使得电容器204中的电压v
c,off
上升，直到其超过参考电压v
ref,off
。然后，比较器206在ready_toff(roff)信号上产生上升沿，其将启动到状态q＝110的转换。
[0069]
·
状态q＝110
[0070]
如果输出电压仍然低于目标(即，信号uv等于1)，则系统保持在当前模式中，并且自动转换至状态100。然而，如果输出升压电压回到高于目标电平的电平(即，uv信号为零)，则转换至状态010，且系统跳回到电压控制(第二电压操作模式)。
[0071]
·
状态q＝100
[0072]
在状态q＝100中，信号pwm等于零并且使开关s
l
闭合而开关sh断开，并且通过电感器的电流i
coil
增加。oc信号被重置为零，从而转换至q＝101，其中其等待直到电感器电流再次达到过流电平。
[0073]
图6a至图6c分别示出了当根据图5所示的方法操作时图3的升压转换器的输出电压v
bst
、输入电压v
bat
以及电感器电流i
coil
和电池电流i
bat
的波形图。在图6a至图6c中，可以看到系统对具有限流的重负载阶跃的响应。限流期间的频率是恒定的，输入电流i
bat
和输入电压v
bat
具有平滑的性能，并且当使用对所选切换频率的适当补偿时，峰值限流器i
max
可以用于电池限流。
[0074]
图7a至图7d分别示出了在根据图5中所示的状态机操作时，当进入电流模式并且oc信号确定启动能量放电周期而t
off
确定能量放电周期的长度时，图3的升压转换器的电感器电流i
coil
、最大电流i
max
和电池电流i
bat
(图7a)、电压v
ref,on
和v
c,on
(图7b)、电压v
ref,off
和v
c,off
(图7c)、以及信号ready_ton、ready_toff、curmode、oc和状态q(图7d)的波形图。当电流模式开启时，信号curmode为1，当电流模式关闭时，信号curmode为0。图7a至图7d共用这些图中所示的网格线表示的公共时间线。
[0075]
图8a至图8d分别示出了当离开电流模式时与图7a至图7d相同的信号的波形图，并且还共用这些图中所示的网格线表示的公共时间线。在状态q＝110时，当uv信号第一次变低，状态q将变为010，并且curmode信号将变为零，并且恢复恒定导通时间控制。
[0076]
既然电流模式中的频率受控，就像在电压模式的情况下一样，峰峰值纹波电流幅度ir是已知的，因此峰值电流和平均线圈电流之间的差也是已知的。这意味着电池电流限制i
bat,max
可以通过将峰值对平均值补偿电流添加到所需的最大电池电流限制i
bat,max
并且将其用作峰值电流限制来实现：
[0077][0078][0079]
在下文中，将解释如何创建峰均补偿电流项：
[0080][0081]
由于所需的峰均补偿与占空比d成比例，因此可以通过以下方式在编程的最大电池电流i
bat,max
之上使用线性斜坡电流i
p2a
进行创建：
[0082]ipeak,max
＝i
bat,max
+i
p2a
(t)
[0083]
其中，补偿线性斜坡电流i
p2a
随时间线性增加：
[0084][0085]
在t＝dt＝d/f
bst
处启动关断时间的时刻，纹波幅度被补偿，如图9a至9f所示，其中示出了平均线圈电流i
coil,average
、线圈电流i
coil
、峰值电流限制i
peak,max
、最大电池电流i
bat,max
、以及过流oc信号，其中i
bat,max
和i
coil,average
在图9c、9e和9g中是相等的并且因此重叠。然后，平均线圈电流i
coil,average
被限制为编程的最大电池电流i
bat,max
，与电池电压或升压电压无关。
[0086]
一旦pwm信号被激活(此处pwm＝1)并且开关s
l
不再闭合，补偿线性斜坡电流i
p2a
就可以被重置，因为在信号pwm不再激活(pwm＝0)的下一个时间周期之前不需要它。这可以在图9g至图9h中看到，其中相同的情况在图9c至图9d中示出，只是当信号pwm为高时重置补偿线性斜坡电流i
p2a
。已经对v
bst
＝12v、v
bat
＝4v、l＝1h和f
bst
＝2mhz执行了图9a至图9d和图9g至图9h中所示的仿真。已经对v
bst
＝6v、v
bat
＝4v、l＝1h和f
bst
＝2mhz执行了图9e至图9f中所示的仿真。
[0087]
图10示出了包括峰值限流器电路102的电路100的可能实现方式，其中与v
bat
/l
bst
成比例的参考电流i
ref,p2a
正在对电容器c1充电，从而产生与时间成线性的电压v
c,p2a
。信号pwm用于通过使电容器放电来重置电路100。斜坡电容器电压v
c,p2a
被转换为电流i
p2a
，并与编程的最大电池电流i
bat,max
组合，以生成用于开关s
l
的限流器电路中的i
peak,max
。图10的电路100还包括数模转换器i－dac，用于接收电池限流设置。
[0088]
图11示出了一种操作用于升压转换器的控制电路100的方法的流程图。该方法包括步骤1102：切换装置106切换升压转换器以执行循环，其中，每个循环包括电感器存储由输入电压v
bat
提供的能量的能量充电状态和电感器向升压转换器的输出端提供能量的能量放电状态。然后，该方法进一步进行到步骤1104，其包括比较装置102确定电感器处的电流是否高于预定的最大电流。最后，该方法进行到步骤1106，包括关断时间信号生成装置104基于电感器处的电流是否高于预定的最大电流生成关断时间信号，其中，关断时间信号用
于确定下一个切换事件的放电状态的持续时间，并且切换装置用于基于所生成的关断时间信号切换升压转换器。
[0089]
本文描述的示例和实施例用于说明而不是限制本技术。本领域技术人员能够在不脱离权利要求的范围的情况下设计可替换的实施例。权利要求中括号内的附图标记不应被解释为对权利要求范围的限制。在权利要求或说明书中被描述为单独实体的项目可以被实现为结合了所描述的项目的特征的单个硬件或软件项目。