三电平二极管箝位双有源全桥直流变换器电压平衡方法

1.本发明涉及电力电子技术领域，尤其是三电平二极管箝位双有源全桥直流变换器电压平衡方法。


背景技术：

2.分布式可再生新能源的快速发展和国内外对柔性直流输配电技术的需求日益高涨，极大带动了双向直流变换器的发展。双有源桥式(dab)双向直流变换器是当今的研究热点，具有高频电气隔离、能量双向流动、易于实现软开关、功率密度高、灵活快速改变功率传输方向等优点，广泛应用于直流配电网、储能系统、电动车充电桩等电能变换领域。
3.两电平dab由于开关器件的耐压限制，并不适合中高压场合。为了在不提高功率开关电压应力的前提下，扩展双有源全桥直流变换器输入电压范围，将二极管箝位(npc)三电平电桥结构引入dab变换器的原边高压侧，低压侧仍然采用传统的两电平全桥，这种电路结构适用于于中高输入电压场合，能够降低变压器原边电流应力和开关损耗，进一步扩展dab变换器的输入电压范围。
4.两电平双有源全桥直流变换器常采用移相控制，最简单的是单移相控制。为了实现回流功率最小、电感电流峰值及有效值最小或功率器件零电压开通，出现了扩展移相、双移相和三移相等控制策略。这些移相控制方法均可移植到二极管箝位三电平dab直流变换器中，且三电平dab直流变换器原边桥臂引入了二分之一输入电压的电平，相当于又多出来一个控制自由度，因此具有更多的移相控制量来进行变换器的优化设计。
5.当二极管箝位三电平直流变换器的输入电压与输出电压不匹配时，需要引入二分之一输入电压来减小电感电流峰值和回流功率，无论采用何种移相控制策略，必然存在着输入侧两个分压电容的充放电过程。理想状态下，一个开关周期内两个电容净充电电荷量为零，即一个开关周期内流入中点电流平均值为零，中点电压处于平衡状态。但是实际中，由于线路和开关器件参数不对称、器件导通时间不完全对称等因素的影响，两个电容充放电状态可能不一致，即一个开关周期内流出中点电流平均值不为零，从而导致两个电容电压偏移越来越大，破坏了中点电压平衡。中点不平衡会导致功率开关电压应力增大直至损坏，变压器电流应力增大等问题，影响变换器运行的安全性和稳定性。因此，输入分压电容中点电压平衡是实现二极管箝位三电平dab变换器必须解决的问题。


技术实现要素：

6.本发明提出三电平二极管箝位双有源全桥直流变换器电压平衡方法，解决了二极管箝位三电平dab变换器线路和开关器件参数不对称、器件导通时间不完全对称等因素导致的中点电压不平衡问题，实现了中点电压的快速平衡，保证了dab变换器运行的安全性和稳定性。
7.本发明采用以下技术方案。
8.三电平二极管箝位双有源全桥直流变换器电压平衡方法，其特征在于：所述变换
器包括高频变压器t、高频电感l、原边二极管箝位三电平全桥h1、副边两电平全桥h2、以及隔直电容c
g1
、直流电压源ui、输入分压电容c1和c2、副边输出滤波电容co和控制器构成，其中输入分压电容c1、c2容值相等，高频电感l包括变压器原边漏感；
9.所述的原边二极管箝位三电平全桥h1包括全控开关器件s1～s8以及二极管d
c1
～d
c4
；其中全控开关器件s1～s4与二极管d
c1
和d
c2
、s5～s8与二极管d
c3
和d
c4
分别构成一个二极管箝位三电平桥臂；副边两电平全桥h2包括全控开关器件s9～s
12
；
10.所述平衡方法通过建立数学模型对变换器各个模态流出中点的电荷变化进行分析和推导,得到各个工作模式的移相偏移量δd2t
hs
的数学表达式，对相应开关时刻进行调节，以维持变换器移相控制时中点电压的平衡。
11.所述三电平二极管箝位变换器为dab变换器，原边全桥采用三电平调制，原边桥臂电压在一个开关周期内各开关模态所对应的开关状态的定义以表格一表述为
12.开关模态开关状态开关模态开关状态00s3s4s7s8通，s1s2s5s6断22s1s2s5s6通，s3s4s7s8断10s2s3s7s8通，s1s4s5s6断12s2s3s5s6通，s1s4s7s8断20s1s2s7s8通，s3s4s5s6断02s3s4s5s6通，s1s2s7s8断21s1s2s6s7通，s3s4s5s8断01s3s4s6s7通，s1s2s5s8断
13.副边桥臂输出电压为正负对称的两电平电压；共有三个移相控制量d0、d1、d2，其中d1表示半个开关周期内开关模态11的占空比，d2表示u
ab
为正的半个开关周期内开关状态11和开关状态10两个开关模态的占空比，d0表示副边电压相对于原边的移相比，其中d1《d2；根据d0与d1和d2的相对关系将dab变换器运行工况区分为四种工作模式，其中工作模式一d0的范围为：0《d0≤d1；工作模式二d0的范围为：d1《d0≤d2；工作模式三d0的范围为：d2《d0≤1-d2+d1；工作模式四d0的范围为：1-d2+d1《d0≤1。
14.所述dab变换器的功率开关等效通态电阻、开关时间参数具有分散性且不完全相等，流出中点的电流在一个开关周期内的平均值不为零，中点电压不等于ui/2，所述电压平衡方法以中点电压平衡策略对输入分压电容中点电压进行平衡，把电压中点电压调整到ui/2的方法为：
15.当中点电压不平衡时，设上下两个电容的电压以公式表述为
[0016][0017]
其中ui表示原边直流输入电压，uu表示上侧分压电容c1的电压，u
l
表示下侧分压电容c2的电压，δu表示中点电压偏移量；当δu》0时，中点电压高于ui/2，当δu《0时，中点电压低于ui/2；
[0018]
假设半个开关周期为t
hs
，采样上下两个电容电压uu和u
l
，根据两者电压差可得δu＝(u
l-uu)/2；定义δd2t
hs
为移相偏移量，即原边桥臂电压u
ab
正半周开关模态20的上升沿和下降沿延迟时间，也是u
ab
负半周开关模态02的上升沿和下降沿超前时间；根据电压偏差δu计算得到需要调节的相移偏移量δd2t
hs
，对相应的开关时刻进行调整，从而实现快速的中点平衡；
[0019]
当dab变换器处于工作模式一和工作模式二时，δd2t
hs
的计算以公式表述为
[0020][0021]
当dab变换器处于工作模式三时，δd2t
hs
的计算以公式表述为
[0022][0023]
当dab变换器处于工作模式四时，δd2t
hs
的计算以公式表述为
[0024][0025]
公式二、公式三、公式四中，l表示高频电感感值，c表示输入侧单个分压电容容值，n表示变压器变比n1/n2，uo表示输出电压，且δd2t
hs
的限幅范围为[-(d
2-d1)t
hs
,(d
2-d1)t
hs
]；
[0026]
根据公式二、公式三、公式四计算得到移相偏移量δd2t
hs
，对相应的开关时刻进行调整；当uu小于u
l
时，δd2大于零，u
ab
正半周开关模态20的上升沿和下降沿均延迟δd2t
hs
，u
ab
负半周开关模态02的上升沿和下降沿均超前δd2t
hs
，使一个开关周期内流出中点的电流平均值大于零，中点电压降低，中点电压将重新达到平衡；当uu大于u
l
时，δd2小于零，u
ab
正半周开关模态20的的上升沿和下降沿均超前|δd2t
hs
|，u
ab
负半周开关模态02的上升沿和下降沿均延迟|δd2t
hs
|，使一个开关周期内流出中点的电流平均值小于零，中点电压升高，中点电压将重新达到平衡。
[0027]
当dab变换器处于工作模式一时，加入δd2t
hs
后t0、t1、t2时刻的电感电流与未加入δd2t
hs
情况下的电感电流相同，t0、t1、t2时刻电感电流以公式表述如下
[0028][0029]
工作模式一中，全控开关器件影响中点电压平衡的开关模态为表格一中的模态10、模态21、模态12、模态01，加入δd2t
hs
后，模态10、模态21、模态12、模态01期间的电感电流表达式为
[0030]
[0031]
公式七；
[0032]
设流出中点电荷量为正，通过公式七得到模态10、模态21、模态12、模态01期间流出中点电荷量，以公式表述为
[0033][0034][0035][0036][0037]
经公式八、九、十、十一得到一个开关周期流出中点的总电荷量q，以公式表述为
[0038][0039]
由于流出中点电荷量为正，则经过一个开关周期后，上侧电容电压uu增加量与下侧电容电压u
l
减小量均为δu
±
，δu
±
的表达式为：
[0040][0041]
令δu
±
＝δu，以使一个周期后中点电压回至ui/2，即得到工作模式一的δd2t
hs
表达式：
[0042][0043]
当dab变换器处于工作模式二时，加入δd2t
hs
后t0、t1时刻的电感电流与未加入δd2t
hs
情况下的电感电流相同，t0、t1时刻电感电流以公式表述如下
[0044][0045]
工作模式二中，全控开关器件影响中点电压平衡的开关模态为表格一中的模态10、模态21、模态12、模态01，加入δd2t
hs
后，模态10、模态21、模态12、模态01期间的电感电流的表达式为：
[0046][0047]
设流出中点电荷量为正，通过公式十六得到模态10、模态21、模态12、模态01期间流出中点电荷量，以公式表述为
[0048][0049][0050][0051][0052]
由公式十七至公式二十得到一个开关周期内流出中点总电荷量q，以公式表述为
[0053][0054]
由于公式二十一与公式十二一致，即工作模式二的δd2t
hs
表达式与工作模式一相同，工作模式二的δd2t
hs
如公式十四所示。
[0055]
当dab变换器处于工作模式三时，d2《d0≤1-d2+d1，加入δd2t
hs
后t0、t1时刻的电感电流与未加入δd2t
hs
的电感电流相同，工作模式三t0、t1时刻电感电流与工作模式二一致，采用公式十五表述；根据公式十五，得到加入δd2t
hs
后模态10、模态21、模态12、模态01期间的电感电流的表达式为：
[0056][0057]
设流出中点电荷量为正，由公式二十二得到开关模态10、21、12、01流出中点电荷量的公式为
[0058][0059][0060][0061][0062]
由公式二十三至公式二十六得到一个周期中流出中点的电荷量q：
[0063][0064]
由于设置流出中点电荷量为正，经过一个开关周期后，上侧电容电压uu增加量与下侧电容电压u
l
减小量均为δu
±
，δu
±
的表达式为：
[0065][0066]
令δu
±
＝δu，使一个周期后中点电压回至ui/2，则得到工作模式三的δd2t
hs
表达式：
[0067][0068]
当dab变换器处于工作模式四时，1-d2+d1《d0≤1，加入δd2t
hs
后t0、t1时刻的电感电流与未加入δd2t
hs
的电感电流相同，工作模式四t0、t1时刻电感电流与工作模式二一致，以公式十五表述；根据公式十五得到加入δd2t
hs
后模态10、模态21、模态12、模态01期间电感电流的表达式：
[0069][0070]
设流出中点电荷量为正，通过公式三十得到模态10、模态21、模态12、模态01四个开关模态流出中点电荷量，以公式表述如下：
[0071][0072][0073]
[0074][0075]
由公式三十一至公式三十四，得到一个周期内流出中点总电荷量q：
[0076][0077]
经过一个开关周期后，上侧电容电压uu增加量与下侧电容电压u
l
减小量均为δu
±
，δu
±
的表达式为：
[0078][0079]
令δu
±
＝δu，以使一个周期后中点电压回至ui/2，得到工作模式四的δd2t
hs
表达式：
[0080][0081]
所述电压平衡方法的平衡策略流程为，首先判断中点电压是否平衡，若中点电压不平衡，判断当前dab变换器的工作模式，根据所在的工作模式得到各工作模式的移相偏移量δd2t
hs
，δd2t
hs
限幅为[-(d
2-d1)t
hs
,(d
2-d1)t
hs
]，根据移相偏移量δd2t
hs
调整相应的全控开关器件的开关时刻，从而实现中点电压的快速平衡。
[0082]
本发明提供了快速调节二极管箝位三电平双有源全桥直流变换器输入分压电容电压中点平衡控制策略，解决了二极管箝位三电平dab变换器线路和开关器件参数不对称、器件导通时间不完全对称等因素导致的中点电压不平衡问题，实现了中点电压的快速平衡，保证了dab变换器运行的安全性和稳定性。
[0083]
本发明的优点在于：本发明针对二极管箝位三电平dab变换器因器件老化、开关器件参数不对称以及导通时间不对称等因素导致的输入分压电容中点电压不平衡问题，通过建立数学模型对各个模态中点电荷变化进行分析，并经过严谨的数学推导，得到各个工作模式下中点电压偏移量与移相偏移量δd2t
hs
的数学表达式，并由此提出了一种快速实现输入分压电容中点电压平衡的控制策略，提高dab变换器的安全性和稳定性。
附图说明
[0084]
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
[0085]
附图1是二极管箝位双有源全桥变换器的电路拓扑示意图；
[0086]
附图2是工作模式一的中点电压不平衡时加入移相偏移量δd2t
hs
之前和之后的主要工作波形示意图；
[0087]
附图3是工作模式二的中点电压不平衡时加入移相偏移量δd2t
hs
之前和之后的主要工作波形示意图；
[0088]
附图4是工作模式三的中点电压不平衡时加入移相偏移量δd2t
hs
之前和之后的主要工作波形示意图；
[0089]
附图5是工作模式四的中点电压不平衡时加入移相偏移量δd2t
hs
之前和之后的主要工作波形示意图；
[0090]
附图6是三电平二极管箝位双有源全桥变换器中点平衡策略流程示意图；
[0091]
附图7是工作模式一、二、三、四中点电压不平衡时，在0.03s介入中点电压平衡策略后电容电压u
c1
和u
c2
的仿真波形。
具体实施方式
[0092]
如图所示，三电平二极管箝位双有源全桥直流变换器电压平衡方法，其特征在于：所述变换器包括高频变压器t、高频电感l、原边二极管箝位三电平全桥h1、副边两电平全桥h2、以及隔直电容c
g1
、直流电压源ui、输入分压电容c1和c2、副边输出滤波电容co和控制器构成，其中输入分压电容c1、c2容值相等，高频电感l包括变压器原边漏感；
[0093]
所述的原边二极管箝位三电平全桥h1包括全控开关器件s1～s8以及二极管d
c1
～d
c4
；其中全控开关器件s1～s4与二极管d
c1
和d
c2
、s5～s8与二极管d
c3
和d
c4
分别构成一个二极管箝位三电平桥臂；副边两电平全桥h2包括全控开关器件s9～s
12
；
[0094]
所述平衡方法通过建立数学模型对变换器各个模态流出中点的电荷变化进行分析和推导,得到各个工作模式的移相偏移量δd2t
hs
的数学表达式，对相应开关时刻进行调节，以维持变换器移相控制时中点电压的平衡。
[0095]
所述三电平二极管箝位变换器为dab变换器，原边全桥采用三电平调制，原边桥臂电压在一个开关周期内各开关模态所对应的开关状态的定义以表格一表述为
[0096]
开关模态开关状态开关模态开关状态00s3s4s7s8通，s1s2s5s6断22s1s2s5s6通，s3s4s7s8断10s2s3s7s8通，s1s4s5s6断12s2s3s5s6通，s1s4s7s8断20s1s2s7s8通，s3s4s5s6断02s3s4s5s6通，s1s2s7s8断21s1s2s6s7通，s3s4s5s8断01s3s4s6s7通，s1s2s5s8断
[0097]
副边桥臂输出电压为正负对称的两电平电压；共有三个移相控制量d0、d1、d2，其中d1表示半个开关周期内开关模态11的占空比，d2表示u
ab
为正的半个开关周期内开关状态11和开关状态10两个开关模态的占空比，d0表示副边电压相对于原边的移相比，其中d1《d2；根据d0与d1和d2的相对关系将dab变换器运行工况区分为四种工作模式，其中工作模式一d0的范围为：0《d0≤d1；工作模式二d0的范围为：d1《d0≤d2；工作模式三d0的范围为：d2《d0≤1-d2+d1；工作模式四d0的范围为：1-d2+d1《d0≤1。
[0098]
所述dab变换器的功率开关等效通态电阻、开关时间参数具有分散性且不完全相等，流出中点的电流在一个开关周期内的平均值不为零，中点电压不等于ui/2，所述电压平衡方法以中点电压平衡策略对输入分压电容中点电压进行平衡，把电压中点电压调整到ui/2的方法为：
[0099]
当中点电压不平衡时，设上下两个电容的电压以公式表述为
[0100][0101]
其中ui表示原边直流输入电压，uu表示上侧分压电容c1的电压，u
l
表示下侧分压电容c2的电压，δu表示中点电压偏移量；当δu》0时，中点电压高于ui/2，当δu《0时，中点电压低于ui/2；
[0102]
假设半个开关周期为t
hs
，采样上下两个电容电压uu和u
l
，根据两者电压差可得δu＝(u
l-uu)/2；定义δd2t
hs
为移相偏移量，即原边桥臂电压u
ab
正半周开关模态20的上升沿和下降沿延迟时间，也是u
ab
负半周开关模态02的上升沿和下降沿超前时间；根据电压偏差δu计算得到需要调节的相移偏移量δd2t
hs
，对相应的开关时刻进行调整，从而实现快速的中点平衡；
[0103]
当dab变换器处于工作模式一和工作模式二时，δd2t
hs
的计算以公式表述为
[0104][0105]
当dab变换器处于工作模式三时，δd2t
hs
的计算以公式表述为
[0106][0107]
当dab变换器处于工作模式四时，δd2t
hs
的计算以公式表述为
[0108][0109]
公式二、公式三、公式四中，l表示高频电感感值，c表示输入侧单个分压电容容值，n表示变压器变比n1/n2，uo表示输出电压，且δd2t
hs
的限幅范围为[-(d
2-d1)t
hs
,(d
2-d1)t
hs
]；
[0110]
根据公式二、公式三、公式四计算得到移相偏移量δd2t
hs
，对相应的开关时刻进行调整；当uu小于u
l
时，δd2大于零，u
ab
正半周开关模态20的上升沿和下降沿均延迟δd2t
hs
，u
ab
负半周开关模态02的上升沿和下降沿均超前δd2t
hs
，使一个开关周期内流出中点的电流平均值大于零，中点电压降低，中点电压将重新达到平衡；当uu大于u
l
时，δd2小于零，u
ab
正半周开关模态20的的上升沿和下降沿均超前|δd2t
hs
|，u
ab
负半周开关模态02的上升沿和下降沿均延迟|δd2t
hs
|，使一个开关周期内流出中点的电流平均值小于零，中点电压升高，中点电压将重新达到平衡。
[0111]
如图2所示当0《d0≤d1时处于工作模式一的工况，图2为工作模式一时中点电压不平衡时加入移相偏移量δd2t
hs
之前和之后的u
ab
、u
cd’、u
l
、i
l
的工作波形，实线表示加入δd2t
hs
之前的波形，虚线表示加入δd2t
hs
之后的波形。。
[0112]
当dab变换器处于工作模式一时，加入δd2t
hs
后t0、t1、t2时刻的电感电流与未加入δd2t
hs
情况下的电感电流相同，t0、t1、t2时刻电感电流以公式表述如下
[0113][0114]
工作模式一中，全控开关器件影响中点电压平衡的开关模态为表格一中的模态10、模态21、模态12、模态01，加入δd2t
hs
后，模态10、模态21、模态12、模态01期间的电感电流表达式为
[0115][0116]
公式七；
[0117]
设流出中点电荷量为正，通过公式七得到模态10、模态21、模态12、模态01期间流出中点电荷量，以公式表述为
[0118][0119][0120][0121][0122]
经公式八、九、十、十一得到一个开关周期流出中点的总电荷量q，以公式表述为
[0123][0124]
由于流出中点电荷量为正，则经过一个开关周期后，上侧电容电压uu增加量与下
侧电容电压u
l
减小量均为δu
±
，δu
±
的表达式为：
[0125][0126]
令δu
±
＝δu，以使一个周期后中点电压回至ui/2，即得到工作模式一的δd2t
hs
表达式：
[0127][0128]
如图3所示当d1《d0≤d2时处于工作模式二的工况，图3为工作模式二时中点电压不平衡时加入移相偏移量δd2t
hs
之前和之后的u
ab
、u
cd’、u
l
、i
l
的工作波形。
[0129]
当dab变换器处于工作模式二时，加入δd2t
hs
后t0、t1时刻的电感电流与未加入δd2t
hs
情况下的电感电流相同，t0、t1时刻电感电流以公式表述如下
[0130][0131]
工作模式二中，全控开关器件影响中点电压平衡的开关模态为表格一中的模态10、模态21、模态12、模态01，加入δd2t
hs
后，模态10、模态21、模态12、模态01期间的电感电流的表达式为：
[0132][0133]
设流出中点电荷量为正，通过公式十六得到模态10、模态21、模态12、模态01期间流出中点电荷量，以公式表述为
[0134]
[0135][0136][0137][0138]
由公式十七至公式二十得到一个开关周期内流出中点总电荷量q，以公式表述为
[0139][0140]
由于公式二十一与公式十二一致，即工作模式二的δd2t
hs
表达式与工作模式一相同，工作模式二的δd2t
hs
如公式十四所示。
[0141]
如图4所示当d2《d0≤1-d2+d1时处于工作模式三的工况，图4为工作模式三时中点电压不平衡时加入移相偏移量δd2t
hs
之前和之后的u
ab
、u
cd’、u
l
、i
l
的工作波形。
[0142]
当dab变换器处于工作模式三时，d2《d0≤1-d2+d1，加入δd2t
hs
后t0、t1时刻的电感电流与未加入δd2t
hs
的电感电流相同，工作模式三t0、t1时刻电感电流与工作模式二一致，采用公式十五表述；根据公式十五，得到加入δd2t
hs
后模态10、模态21、模态12、模态01期间的电感电流的表达式为：
[0143][0144]
设流出中点电荷量为正，由公式二十二得到开关模态10、21、12、01流出中点电荷量的公式为
[0145]
[0146][0147][0148][0149]
由公式二十三至公式二十六得到一个周期中流出中点的电荷量q：
[0150][0151]
由于设置流出中点电荷量为正，经过一个开关周期后，上侧电容电压uu增加量与下侧电容电压u
l
减小量均为δu
±
，δu
±
的表达式为：
[0152][0153]
令δu
±
＝δu，使一个周期后中点电压回至ui/2，则得到工作模式三的δd2t
hs
表达式：
[0154][0155]
如图5所示当1-d2+d1《d0≤1时处于工作模式四的工况，图5为工作模式四时中点电压不平衡时加入移相偏移量δd2t
hs
之前和之后的u
ab
、u
cd’、u
l
、i
l
的工作波形。
[0156]
当dab变换器处于工作模式四时，1-d2+d1《d0≤1，加入δd2t
hs
后t0、t1时刻的电感电流与未加入δd2t
hs
的电感电流相同，工作模式四t0、t1时刻电感电流与工作模式二一致，以公式十五表述；根据公式十五得到加入δd2t
hs
后模态10、模态21、模态12、模态01期间电感电流的表达式：
[0157][0158]
设流出中点电荷量为正，通过公式三十得到模态10、模态21、模态12、模态01四个开关模态流出中点电荷量，以公式表述如下：
[0159][0160][0161][0162][0163]
由公式三十一至公式三十四，得到一个周期内流出中点总电荷量q：
[0164][0165]
经过一个开关周期后，上侧电容电压uu增加量与下侧电容电压u
l
减小量均为δu
±
，δu
±
的表达式为：
[0166]
[0167]
令δu
±
＝δu，以使一个周期后中点电压回至ui/2，得到工作模式四的δd2t
hs
表达式：
[0168][0169]
如图6中点平衡策略流程示意图所示，所述电压平衡方法的平衡策略流程为，首先判断中点电压是否平衡，若中点电压不平衡，判断当前dab变换器的工作模式，根据所在的工作模式得到各工作模式的移相偏移量δd2t
hs
，δd2t
hs
限幅为[-(d
2-d1)t
hs
,(d
2-d1)t
hs
]，根据移相偏移量δd2t
hs
调整相应的全控开关器件的开关时刻，从而实现中点电压的快速平衡。
[0170]
图7(a)、(b)、(c)、(d)分别为工作模式一、二、三、四中点电压不平衡时，在0.03s介入中点电压平衡策略前后的上下两侧电容电压u
c1
和u
c2
的仿真波形，可以看到采用中点电压平衡策略后能够快速平衡上下两侧电容电压，使u
c1
＝u
c2
，即实现中点电压的快速平衡，验证了本发明提出的中点电压平衡策略对于三电平二极管箝位双有源全桥(dab)变换器实现中点电压快速平衡的有效性。