一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统与流程

1.本发明涉及电源管理技术领域，特别是涉及一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统。


背景技术：

2.开关电源是通过控制开关通断时间比率来维持输出电压稳定的一种电源，被广泛应用在计算机、手机、摄影机等电子设备上。相对于dc-dc（直流-直流）变换器而言，ac-dc(交流-直流)反激式变换器具有输入与输出电气隔离、升/降压范围较宽、易于实现多路输出等特点，因此在小功率开关电源产品中得到广泛应用。
3.随着大规模集成电路的发展，要求开关反激式变换器具有更高的频率、功率密度及效率，并有较小的体积。减小反激式变换器体积和重量的主要办法是增加开关频率，但会导致更多的开关损耗，降低反激式变换器效率。传统的反激式变换器采用普通整流二极管或者肖特基二极管进行整流，由于其自身器件的特性，在二极管上会产生固定的导通压降，导致整流损耗增加，电源效率降低。使用同步整流技术可以较大的减少整流损耗，提高反激式变换器效率，从而实现电源的高效率、高功率密度。同步整流技术在提高反激式变换器效率的同时也带来一些问题，如当反激式变换器工作在ccm模式（continuous conduction mode，连续导通模式）时，变压器原副边开关管存在交叠导通（原副边穿通）现象，进而导致开关器件承受电气应力急剧增大（如变压器副边开关管漏-源极电压尖峰增大），严重时甚至造成电路元器件永久损坏。


技术实现要素：

4.针对反激式变换器工作在ccm模式时出现的原副边穿通现象，本发明提出一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统，能够有效防止原副边穿通。
5.为实现上述目的，本发明提供了如下方案：一方面，本发明提供一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法，所述反激式变换器包括变压器、原边功率开关管m1、副边功率开关管m2、同步整流驱动控制器q1以及输出电容c1；所述变压器原边的同名端连接所述原边功率开关管m1的漏极，所述原边功率开关管m1的源极接原边地；所述变压器副边的同名端接所述输出电容c1的正极，所述输出电容c1的负极接副边地；所述变压器副边的异名端分别接所述副边功率开关管m2的漏极和所述同步整流驱动控制器q1的vd管脚；所述同步整流驱动控制器q1的drv管脚接所述副边功率开关管m2的栅极；所述同步整流驱动控制器q1的gnd管脚和所述副边功率开关管m2的源极接副边地；所述同步整流驱动控制方法包括：所述同步整流驱动控制器q1检测所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率；根据所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；
若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器q1在下一周期将所述副边功率开关管m2的栅极电压调节阈值电压调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压，将所述副边功率开关管m2的关断阈值电压调整至连续导通模式下关断阈值电压；当所述副边功率开关管m2的漏源极电压调整到所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压时，所述同步整流驱动控制器q1减小对所述副边功率开关管m2的栅极驱动电压；当所述副边功率开关管m2的漏源极电压调整到所述连续导通模式下关断阈值电压时，所述副边功率开关管m2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
6.可选地，所述根据所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式，具体包括：判断所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
7.可选地，所述副边功率开关管m2的栅极电压调节阈值电压大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压。
8.可选地，所述副边功率开关管m2的关断阈值电压大于所述连续导通模式下关断阈值电压。
9.另一方面，本发明提供一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制系统，所述反激式变换器包括变压器、原边功率开关管m1、副边功率开关管m2、同步整流驱动控制器q1以及输出电容c1；所述变压器原边的同名端连接所述原边功率开关管m1的漏极，所述原边功率开关管m1的源极接原边地；所述变压器副边的同名端接所述输出电容c1的正极，所述输出电容c1的负极接副边地；所述变压器副边的异名端分别接所述副边功率开关管m2的漏极和所述同步整流驱动控制器q1的vd管脚；所述同步整流驱动控制器q1的drv管脚接所述副边功率开关管m2的栅极；所述同步整流驱动控制器q1的gnd管脚和所述副边功率开关管m2的源极接副边地；所述同步整流驱动控制系统搭载在所述同步整流驱动控制器q1中，所述同步整流驱动控制系统包括：斜率检测模块，用于检测所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率；模式判断模块，用于根据所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；阈值电压调整模块，用于若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器q1在下一周期将所述副边功率开关管m2的栅极电压调节阈值电压调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压，将所述副边功率开关管m2的
关断阈值电压调整至连续导通模式下关断阈值电压；栅极驱动电压调整模块，用于当所述副边功率开关管m2的漏源极电压调整到所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压时，所述同步整流驱动控制器q1减小对所述副边功率开关管m2的栅极驱动电压；关断模块，用于当所述副边功率开关管m2的漏源极电压调整到所述连续导通模式下关断阈值电压时，所述副边功率开关管m2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
10.可选地，所述模式判断模块具体包括：模式判断单元，用于判断所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
11.可选地，所述副边功率开关管m2的栅极电压调节阈值电压大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压。
12.可选地，所述副边功率开关管m2的关断阈值电压大于所述连续导通模式下关断阈值电压。
13.根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：本发明提供了一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统，由同步整流驱动控制器q1检测副边功率开关管m2的漏源极电压在变压器原边导通时的上升斜率；根据副边功率开关管m2的漏源极电压在变压器原边导通时的上升斜率判断反激式变换器是否工作在连续导通模式；若反激式变换器工作在连续导通模式，由同步整流驱动控制器q1在下一周期将副边功率开关管m2的栅极电压调节阈值电压调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压，将副边功率开关管m2的关断阈值电压调整至连续导通模式下关断阈值电压；当副边功率开关管m2的漏源极电压调整到连续导通模式下栅极电压调节阈值电压时，同步整流驱动控制器q1减小对副边功率开关管m2的栅极驱动电压；当所述副边功率开关管m2的漏源极电压调整到连续导通模式下关断阈值电压时，副边功率开关管m2迅速关断，从而能够有效避免反激式变换器工作在ccm模式时出现的原副边穿通现象。
附图说明
14.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
15.图1为本发明实施例提供的反激式变换器的部分结构示意图；图2为本发明实施例提供的ccm模式控制框图；图3为本发明实施例提供的阈值电压调整控制框图；图4为本发明实施例提供的反激式变换器工作在dcm模式下副边功率开关管m2的漏源极电压波形图；图5为本发明实施例提供的反激式变换器工作在ccm模式下副边功率开关管m2的漏源极电压波形图；图6为本发明提供的一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法在一个具体实施例中的连续导通模式下的信号时序图。
具体实施方式
16.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
17.针对反激式变换器工作在ccm模式时出现的原副边穿通现象，本发明提出一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统，能够有效防止原副边穿通。
18.为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
19.一方面，本发明提供一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法，适用于快速充电、移动电源、适配器、无线充电器等电源管理领域。图1为本发明实施例提供的反激式变换器的部分结构示意图。参见图1，所述反激式变换器结构包括但不限于：变压器、原边功率开关管m1、副边功率开关管m2、同步整流驱动控制器q1以及输出电容c1。其中，所述变压器原边的同名端连接所述原边功率开关管m1的漏极，所述原边功率开关管m1的源极接原边地；所述变压器副边的同名端接所述输出电容c1的正极，所述输出电容c1的负极接副边地；所述变压器副边的异名端分别接所述副边功率开关管m2的漏极和所述同步整流驱动控制器q1的vd管脚；所述同步整流驱动控制器q1的drv管脚接所述副边功率开关管m2的栅极；所述同步整流驱动控制器q1的gnd管脚和所述副边功率开关管m2的源极接副边地。vout为反激式变换器的输出电压，gnd表示接地。
20.在反激式变换器原边功率开关管m1关断后，变压器副边线圈电压极性反转，副边功率开关管m2漏极电压下降，在副边功率开关管m2导通之前，通过体二极管续流，同步整流驱动控制器q1的vd管脚相对于gnd管脚为负电压。当vd管脚电压（即副边功率开关管m2的漏源极电压）调整到导通阈值电压时，drv管脚输出高电平，外部整流管导通；副边的退磁电流在副边功率开关管m2导通后不断减小，副边功率开关管m2漏-源极的电压差逐渐变小，由负压逐渐靠近0v，当漏源极电压调整到关断阈值电压时，drv管脚输出低电平，副边功率开关管m2被关断。为了将导通损耗降至最低，一般会将功率开关管mosfet驱动到过驱动电压，但不会在同步整流管导通时间内始终将drv管脚输出电压保持
为过驱动电压，当副边功率开关管m2的漏源极电压调整到栅极电压调节阈值电压时，同步整流驱动控制器q1减小对副边功率开关管m2的栅极驱动电压，在漏源极电压调整到关断阈值电压后，副边功率开关管m2能够被迅速关断。
21.当反激式变换器工作于dcm模式（discontinuous conduction mode，断续导通模式）时，反激式变换器不会出现原副边穿通现象。当反激式变换器工作在ccm模式（continuous conduction mode，连续导通模式）时，副边功率开关管m2的漏源极电压可能在变压器原边导通时仍维持为较高的负电压水平，进而无法使同步整流驱动控制器q1提前减小对副边功率开关管m2的栅极驱动电压，在达到关断条件后，同步整流驱动控制器q1输出电压从过驱动电压下降到开关管导通电压时间较长，在变压器原边导通后，drv管脚输出电压仍远高于开关管导通电压，导致变压器副边在原边导通时还未关断，出现原副边穿通现象。
22.具体地，当反激式变换器工作在ccm模式时，副边功率开关管m2的漏源极电压在变压器原边导通前无法调整到关断阈值电压；在变压器原边导通后，副边功率开关管m2的漏源极电压会在短时间内上升到电压平台，其中和分别为反激式变换器的输出电压和输入电压，为变压器原副边的匝比。ccm模式下副边功率开关管m2的漏源极电压上升斜率要远大于dcm模式下的电压上升斜率。同步整流驱动控制器q1可通过检测副边功率开关管m2的漏源极电压在变压器原边导通时的上升斜率判断反激式变换器是否工作在ccm模式。
23.图2为本发明实施例提供的ccm模式控制框图，其中one-shot表示窗口电平。结合图2、图4、图5以及图6进行分析，当漏源极电压达到栅极电压调节阈值电压时，会生成窗口信号turn-off-trig（脉宽可调），当漏源极电压达到关断屏蔽阈值电压时会生成关断屏蔽结束信号off_blk_end；当反激式变换器工作于dcm模式时，电压波形会因初级电感以及mosfet寄生电容产生振荡，因此漏源极电压在窗口信号turn-off-trig高电平期间不能向上穿越关断屏蔽阈值电压；当反激式变换器工作于ccm模式时，在变压器原边导通后，副边功率开关管m2的漏源极电压会在短时间内上升到电压平台，因此能够在窗口信号turn-off-trig高电平期间向上穿越关断屏蔽阈值电压。当窗口信号turn-off-trig高电平期间漏源极电压向上穿越关断屏蔽阈值电压，则此时反激式变换器工作于ccm模式，当窗口信号turn-off-trig高电平期间漏源极电压未向上穿越关断屏蔽阈值电压，则此时反激式变换器工作于dcm模式。
24.在drv引脚的过压驱动电压平台期间，变压器副边的漏源极电压为其导通阻抗与退磁电流的乘积。当反激式变换器工作于dcm模式时，退磁电流能够减小至0，因此dcm模
式下的漏源极电压一定能够向上穿越栅极电压调节阈值电压。当反激式变换器工作于ccm模式时，退磁电流不会减小至0，因此漏源极电压可能在变压器原边导通时仍维持为较高的负电压水平，进而无法使同步整流驱动控制器q1提前减小对副边功率开关管m2的栅极驱动电压。因此，当检测到反激式变换器工作于ccm模式时，有必要将电压进行适当的调整，即调整为图3中的ccm模式下栅极电压调节阈值电压。当反激式变换器工作于dcm模式时，副边功率开关管m2的漏源极电压在变压器原边导通前可以调整到关断阈值电压（0v）；而当反激式变换器工作于ccm模式时，副边功率开关管m2的漏源极电压在变压器原边导通前无法调整到关断阈值电压，因此当检测到反激式变换器工作于ccm模式时需要对关断阈值电压进行调整，即调整为图3中的ccm模式下关断阈值电压。当漏源极电压调整到阈值电压时对副边功率开关管m2进行提前关断，进一步避免反激式变换器出现原副边穿通。
25.如图3所示为本发明实施例提供的阈值电压调整控制框图，当检测到反激式变换器工作在ccm模式时，同步整流驱动控制器q1会在下一周期将栅极电压调节阈值电压调整至ccm模式下栅极电压调节阈值电压（》），将关断阈值电压调整至ccm模式下关断阈值电压（》）。当副边功率开关管m2的漏源极电压调整到时，同步整流驱动控制器q1减小对副边功率开关管m2的栅极驱动电压；当漏源极电压调整到时，副边功率开关管m2迅速关断，从而避免变压器原副边穿通。
26.参见图3和以上原理概述，本发明提供的一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法包括：所述同步整流驱动控制器q1检测所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率；根据所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器q1在下一周期将所述副边功率开关管m2的栅极电压调节阈值电压调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压，将所述副边功率开关管m2的关断阈值电压调整至连续导通模式下关断阈值电压；其中，所述副边功率开关管m2的栅极电压调节阈值电压大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压；所述副边功率开关管m2的关断阈值电压大于所述连续导通模式下关断阈值电压；当所述副边功率开关管m2的漏源极电压调整到所述连续导通模式下栅极电压
调节阈值电压时，所述同步整流驱动控制器q1减小对所述副边功率开关管m2的栅极驱动电压；当所述副边功率开关管m2的漏源极电压调整到所述连续导通模式下关断阈值电压时，所述副边功率开关管m2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
27.其中，所述根据所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式，具体包括：判断所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
28.另一方面，本发明还提供一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制系统，所述同步整流驱动控制系统搭载在所述同步整流驱动控制器q1中，所述同步整流驱动控制系统包括：斜率检测模块，用于检测所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率；模式判断模块，用于根据所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率判断所述反激式变换器是否工作在连续导通模式；阈值电压调整模块，用于若所述反激式变换器工作在连续导通模式，由所述同步整流驱动控制器q1在下一周期将所述副边功率开关管m2的栅极电压调节阈值电压调整至连续导通模式下栅极电压调节阈值电压，将所述副边功率开关管m2的关断阈值电压调整至连续导通模式下关断阈值电压；栅极驱动电压调整模块，用于当所述副边功率开关管m2的漏源极电压调整到所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压时，所述同步整流驱动控制器q1减小对所述副边功率开关管m2的栅极驱动电压；关断模块，用于当所述副边功率开关管m2的漏源极电压调整到所述连续导通模式下关断阈值电压时，所述副边功率开关管m2迅速关断，避免变压器原副边穿通。
29.其中，所述模式判断模块具体包括：模式判断单元，用于判断所述副边功率开关管m2的漏源极电压在所述变压器原边导通时的上升斜率是否大于上升斜率阈值，若是，确定所述反激式变换器工作在连续导通模式，若否，确定所述反激式变换器工作在断续导通模式。
30.其中，所述副边功率开关管m2的栅极电压调节阈值电压大于所述连续导通模式下栅极电压调节阈值电压；所述副边功率开关管m2的关断阈值电压大于所述连续导通模式下关断阈值电压。
31.当反激式变换器工作在dcm模式时，副边功率开关管m2的漏源极电压在变压器原边导通前可以回到关断阈值电压（0v）。当反激式变换器工作在ccm模式时，副边功率开关管m2的漏源极电压在变压器原边导通前无法回到关断阈值电压；在变压器原边导通后，副边功率开关管m2的漏源极电压会在短时间内上升到电压平台，因此ccm模式下的副边功率开关管m2的漏源极电压上升斜率要远大于dcm模式下的电压上升斜率。同步整流驱动控制器q1通过检测副边功率开关管m2的漏源极电压上升斜率判断反激式变换器是否工作在ccm模式，检测上升斜率的电压范围设置为~。
32.图4和图5所示分别为反激式变换器工作在dcm模式和ccm模式下副边功率开关管m2的漏源极电压波形图。参见图4，当反激式变换器工作在dcm模式时，电压波形会因初级电感以及mosfet寄生电容产生振荡，导致电压值从关断阈值电压调整到关断屏蔽阈值电压所用时间较长。参见图5，当变换器工作在ccm模式时，电压值从关断阈值电压调整到关断屏蔽阈值电压所用时间很短。通过图4和图5对比能够清楚看出ccm模式下副边功率开关管m2的电压上升斜率要远大于dcm模式下的电压上升斜率。
33.图6为本发明提供的一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法在一个具体实施例中的连续导通模式下的信号时序图。参见图6，当漏源极电压达到栅极电压调节阈值电压时，会生成窗口信号turn-off-trig（脉宽可调），当漏源极电压达到关断屏蔽阈值电压时会生成关断屏蔽结束信号off_blk_end；因为当反激式变换器工作于dcm模式时，电压波形会因初级电感以及mosfet寄生电容产生振荡，因此漏源极电压在窗口信号turn-off-trig高电平期间不能向上穿越关断屏蔽阈值电压；当反激式变换器工作于ccm模式时，在变压器原边导通后，副边功率开关管m2的漏源极电压会在短时间内上升到电压平台，因此能够在窗口信号turn-off-trig高电平期间向上穿越关断屏蔽阈值电压。当窗口信号turn-off-trig高电平期间漏源极电压向上穿越关断屏蔽阈值电压，则此时反激式变换器工作于ccm模式，当窗口信号turn-off-trig高电平期间漏源极电压未向上穿越关断屏蔽阈值电压，则此时反激式变换器工作于dcm模式。
34.在同步整流驱动控制器q1检测到反激式变换器工作在dcm模式时，当副边功率开关管m2的漏源极电压调整到栅极电压调节阈值电压时，同步整流驱动控制器q1会减小对副边功率开关管m2的栅极驱动电压。当漏源极电压调整到关断阈值电压后，副边功率开关管m2能够被迅速关断。
35.当检测到反激式变换器工作在ccm模式时，同步整流驱动控制器q1在下一周期将阈值电压调整至（》），将阈值电压调整至（》）。当副边功率开关管m2的漏源极电压调整到时，同步整流驱动控制器q1减小对副边功率开关管m2的栅极驱动电压；当电压调整到阈值电压时，副边功率开关管m2迅速关断，从而有效避免变压器原副边穿通，进而避免了原副边穿通导致的开关器件承受电气应力急剧增大、严重时甚至造成电路元器件永久损坏的问题。
36.本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的控制方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。