应用于中压固态变压器的五电平功率因数校正整流器及其控制方法

1.本发明涉及中压固态变压器领域，尤其涉及一种单相五电平功率因数校正整流器及其控制方法。


背景技术：

2.传统电力变压器需要消耗大量铜铁等材料、低频工作、体积庞大，存在铁芯饱和、直流偏置、励磁浪涌、损耗大等问题，此外也不具备谐波抑制、故障保护传递的能力。为满足数据中心、电动汽车充电等大功率直流性负荷的供电需求，中压固态变压器受到广泛关注。中压固态变压器相比传统电力变压器是一种配电效率高、体积小、可靠性高的电力电子解决方案，其需要实现从中压交流电网到低压直流的功率变换，中压固态变压器由多级架构组成，而第一级常为功率因数校正(power factor correction，pfc)整流器。
3.传统功率器件的耐压通常在6.5kv以下，难以满足中压pfc整流器电压要求，同时也造成滤波器体积过大等问题。受目前功率器件耐压以及开关损耗的限制，传统的两电平pfc整流器已经难以应用于中压固态变压器。而采用级联式多电平变换器或模块化多电平变换器(modular multilevel-cascade converter，mmc)则造成电路结构复杂、控制难度大、成本高等问题。
4.综上，如何提供一种应用于中压固态变压器的功率因数校正整流器，使得电路简化、控制简单、成本降低、效率提高、系统体积降低是本领域技术人员亟待解决的一大技术难题。


技术实现要素：

5.本发明的目的是提供一种应用于中压固态变压器的五电平功率因数校正整流器及其控制方法，以解决上述器件耐压受限、开关频率过低、滤波器体积过大的技术问题。本发明电路具有低成本、高效率、高功率密度的优点，更加适合应用于大功率中压固态变压器。同时，为本发明的单相五电平功率因数校正整流器提供一种pwm调制方法、一种箝位电容电压控制方法以及一种中点电压控制方法。
6.本发明采用的技术方案如下：
7.本发明提供一种应用于中压固态变压器的五电平功率因数校正整流器，包括由二极管组成的单相不控桥整流电路、两个滤波电感l1和l2、八个带反并二极管的全控型开关管s1～s8、两个箝位电容c1和c2、两个直流母线电容c3和c4；其中，开关管s1的发射级、开关管s2的集电极与滤波电感l1一端相连，记为点a，开关管s3的发射级、开关管s1的集电极与箝位电容c1的正极相连，开关管s2的发射级、开关管s4的集电极与箝位电容c1的负极相连，开关管s5的发射级、开关管s6的集电极与滤波电感l2一端相连，记为点b，开关管s7的发射级、开关管s5的集电极与箝位电容c2的正极相连，开关管s6的发射级、开关管s8的集电极与箝位电容c2的负极相连，开关管s3的集电极、母线电容c3的正极与直流正极相连，开关管s4的发射极、开
关管s7的集电极、母线电容c3的负极与母线电容c4的正极相连，记为点o，开关管s8的发射极、母线电容c4的负极与直流负极相连。
8.所述的单相五电平功率因数校正整流器中所有的全控型开关管s1～s8的电压应力均为直流母线电压的1/4，即v
dc
/4；箝位电容c1、c2的电压均为直流母线电压的1/4，即v
dc
/4；母线电容c3、c4的电压均为直流母线电压的1/2，即v
dc
/2；桥臂电压v
ab
可输出五种电平，即0、v
dc
/4、v
dc
/2、3v
dc
/4、v
dc
；a、o两点电压v
ao
可输出三种电平，即0、v
dc
/4、v
dc
/2；b、o两点电压v
bo
可输出三种电平，即0、-v
dc
/4、-v
dc
/2。
9.本发明的另一方面内容是提供一种单相五电平功率因数校正整流器控制方法，包括一种pwm调制方法、和/或一种箝位电容电压控制方法、和/或一种中点电压控制方法。
10.所述pwm调制方法包括：采用两个正负对称的馒头波调制信号v
m1
、v
m2
，其幅值等于电网电压幅值vm与直流电压v
dc
的比值，即调制比m＝vm/v
dc
；四个三角载波信号v
c1
～v
c4
，频率均等于开关频率fs，载波信号v
c1
、v
c2
变化范围为[0，1]，载波信号v
c3
、v
c4
变化范围为[-1，0]，载波信号v
c2
相比v
c1
相位差180
°
，载波信号v
c3
相比v
c1
相位差90
°
，载波信号v
c4
相比v
c3
相位差180
°
；正调制信号v
m1
与载波信号v
c1
相比作为开关管s1、s2的驱动信号，即当v
m1
》v
c1
时，s1＝1，s2＝0，而当v
m1
《v
c1
时，s1＝0，s2＝1；正调制信号v
m1
与载波信号v
c2
相比作为开关管s3、s4的驱动信号，即当v
m1
》v
c2
时，s3＝1，s4＝0，而当v
m1
《v
c2
时，s3＝0，s4＝1；负调制信号v
m2
与载波信号v
c3
相比作为开关管s5、s6的驱动信号，即当v
m2
》v
c3
时，s5＝1，s6＝0，而当v
m2
《v
c3
时，s5＝0，s6＝1；负调制信号v
m2
与载波信号v
c4
相比作为开关管s7、s8的驱动信号，即当v
m2
》v
c4
时，s7＝1，s8＝0，而当v
m2
《v
c4
时，s7＝0，s8＝1。
[0011]
所述箝位电容电压控制方法是通过对开关管s1～s4的占空比调整δd
c1
实现对箝位电容c1电压的动态控制，且不改变v
ao
的开关周期平均值；通过对开关管s5～s8的占空比调整δd
c2
实现对箝位电容c2电压的动态控制，且不改变v
bo
的开关周期平均值。
[0012]
所述中点电压控制方法是通过对正负对称的馒头波调制信号v
m1
、v
m2
叠加调整值δvm/2实现对中点电压v
mid
的动态控制，且不改变桥臂电压的开关周期平均值《v
ab
》
ts
；
[0013]
与现有技术相比，本发明具有以下优点：相比传统两电平功率因数校正整流器，本发明电路可以使开关管电压应力减小到1/4，滤波电感感值减小到1/16，具有低成本、高效率、高功率密度的优点，更加适合应用于大功率中压固态变压器。同时，为本发明的单相五电平功率因数校正整流器提供一种pwm调制方法、一种箝位电容电压控制方法以及一种中点电压控制方法。本发明提供的pwm调制方法相比传统层叠载波pwm调制方法可实现本发明电路五种电平斩波功能；箝位电容电压控制方法实现了箝位电容电压动态稳压功能，避免了箝位电压偏移而造成的器件损坏；而中点电压控制方法实现了中点电压动态稳压功能，避免了中点电压偏移而造成的器件损坏。
附图说明
[0014]
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例所需要使用的附图进行简单介绍。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以根据提供的附图做出若干变形和改进获得其他附图。
[0015]
图1为单相五电平功率因数校正整流器；
[0016]
图2为在一个工频周期内的pwm波形；
[0017]
图3为本发明整流器在开关周期t
set
中工作模态1电路图；
[0018]
图4为本发明整流器在开关周期t
set
中工作模态2电路图；
[0019]
图5为本发明整流器在开关周期t
set
中工作模态3电路图；
[0020]
图6为本发明整流器在开关周期t
set
中工作模态4电路图；
[0021]
图7为本发明整流器在开关周期t
set
中工作模态5电路图；
[0022]
图8a为在开关周期t
set
中无箝位电容电压控制方法的主要波形图；
[0023]
图8b为在开关周期t
set
中有箝位电容电压控制方法的主要波形图；
[0024]
图9a为在开关周期t
set
中无中点电压控制方法的主要波形图；
[0025]
图9b为在开关周期t
set
中有中点电压控制方法的主要波形图；
[0026]
图10为单相五电平功率因数校正整流器控制方法框图；
[0027]
图11为基于单相五电平功率因数校正整流器拓扑的中压固态变压器；
具体实施方式
[0028]
下面结合附图对本发明作进一步的详细说明。
[0029]
参照图1，一种单相五电平功率因数校正整流器包括由二极管组成的单相不控桥整流电路、两个滤波电感l1和l2、八个带反并二极管的全控型开关管s1～s8、两个箝位电容c1和c2、两个直流母线电容c3和c4；其中，开关管s1的发射级、开关管s2的集电极与滤波电感l1一端相连，记为点a，开关管s3的发射级、开关管s1的集电极与箝位电容c1的正极相连，开关管s2的发射级、开关管s4的集电极与箝位电容c1的负极相连，开关管s5的发射级、开关管s6的集电极与滤波电感l2一端相连，记为点b，开关管s7的发射级、开关管s5的集电极与箝位电容c2的正极相连，开关管s6的发射级、开关管s8的集电极与箝位电容c2的负极相连，开关管s3的集电极、母线电容c3的正极与直流正极相连，开关管s4的发射极、开关管s7的集电极、母线电容c3的负极与母线电容c4的正极相连，记为点o，开关管s8的发射极、母线电容c4的负极与直流负极相连。
[0030]
所有的全控型开关管s1～s8的电压应力均为直流母线电压的1/4，即v
dc
/4；箝位电容c1、c2的电压均为直流母线电压的1/4，即v
dc
/4；母线电容c3、c4的电压均为直流母线电压的1/2，即v
dc
/2；桥臂电压v
ab
可输出五种电平，即0、v
dc
/4、v
dc
/2、3v
dc
/4、v
dc
；a、o两点电压v
ao
可输出三种电平，即0、v
dc
/4、v
dc
/2；b、o两点电压v
bo
可输出三种电平，即0、-v
dc
/4、-v
dc
/2。
[0031]
参照图2，采用两个正负对称的馒头波调制信号v
m1
、v
m2
，其幅值等于电网电压幅值vm与直流电压v
dc
的比值，即调制比m＝vm/v
dc
；四个三角载波信号v
c1
～v
c4
，频率均等于开关频率fs，载波信号v
c1
、v
c2
变化范围为[0，1]，载波信号v
c3
、v
c4
变化范围为[-1，0]，载波信号v
c2
相比v
c1
相位差180
°
，载波信号v
c3
相比v
c1
相位差90
°
，载波信号v
c4
相比v
c3
相位差180
°
；正调制信号v
m1
与载波信号v
c1
相比作为开关管s1、s2的驱动信号，即当v
m1
》v
c1
时，s1＝1，s2＝0，而当v
m1
《v
c1
时，s1＝0，s2＝1；正调制信号v
m1
与载波信号v
c2
相比作为开关管s3、s4的驱动信号，即当v
m1
》v
c2
时，s3＝1，s4＝0，而当v
m1
《v
c2
时，s3＝0，s4＝1；负调制信号v
m2
与载波信号v
c3
相比作为开关管s5、s6的驱动信号，即当v
m2
》v
c3
时，s5＝1，s6＝0，而当v
m2
《v
c3
时，s5＝0，s6＝1；负调制信号v
m2
与载波信号v
c4
相比作为开关管s7、s8的驱动信号，即当v
m2
》v
c4
时，s7＝1，s8＝0，而当v
m2
《v
c4
时，s7＝0，s8＝1。
[0032]
以工作在单位因数情况为例，在图2开关周期t
set
中，本发明的单相五电平功率因
数校正整流器电路具有五种工作模态，分别如图3～图7所示。
[0033]
如图3所示为工作模态1电路图：开关管s1、s4、s6、s8开通，开关管s2、s3、s5、s7关断；滤波电感电流i
l
流经开关管s1的反并二极管、箝位电容c1、母线中点o、开关管s8的反并二极管、开关管s6的反并二极管；其中，箝位电容c1充电(i
c1
＝i
l
)、箝位电容c2电压不变(i
c2
＝0)、中点电压v
mid
降低(in＝i
l
)。
[0034]
如图4所示为工作模态2电路图：开关管s2、s3、s6、s8开通，开关管s1、s4、s5、s7关断；滤波电感电流i
l
流经开关管s2、开关管s3的反并二极管、开关管s8的反并二极管、开关管s6的反并二极管；其中，箝位电容c1放电(i
c1
＝-i
l
)、箝位电容c2电压不变(i
c2
＝0)、中点电压v
mid
不变(in＝0)。
[0035]
如图5所示为工作模态3电路图：开关管s1、s3、s6、s8开通，开关管s2、s4、s5、s7关断；滤波电感电流i
l
流经开关管s1的反并二极管、开关管s3的反并二极管、开关管s8的反并二极管、开关管s6的反并二极管；其中，箝位电容c1电压不变(i
c1
＝0)、箝位电容c2电压不变(i
c2
＝0)、中点电压v
mid
不变(in＝0)。
[0036]
如图6所示为工作模态4电路图：开关管s1、s3、s5、s8开通，开关管s2、s4、s6、s7关断；滤波电感电流i
l
流经开关管s1的反并二极管、开关管s3的反并二极管、开关管s8的反并二极管、开关管s5；其中，箝位电容c1电压不变(i
c1
＝0)、箝位电容c2放电(i
c2
＝-i
l
)、中点电压v
mid
不变(in＝0)。
[0037]
如图7所示为工作模态5电路图：开关管s1、s3、s6、s7开通，开关管s2、s4、s5、s8关断；滤波电感电流i
l
流经开关管s1的反并二极管、开关管s3的反并二极管、开关管s7、开关管s6的反并二极管；其中，箝位电容c1电压不变(i
c1
＝0)、箝位电容c2充电(i
c2
＝i
l
)、中点电压v
mid
升高(in＝-i
l
)。
[0038]
图8a、图8b分别是在开关周期t
set
中有、无箝位电容电压控制方法的主要波形图。在图8a所示的无箝位电容电压控制方法情况下，箝位电容电流i
c1
及v
ao
的开关周期平均值与开关管s1、s3的占空比d
s1
、d
s3
关系式为：
[0039]ic1
＝(d
s1-d
s3
)i
l
[0040][0041]
箝位电容电流i
c2
及v
bo
的开关周期平均值与开关管s5、s7的占空比d
s5
、d
s7
关系式为：
[0042]ic2
＝-(d
s5-d
s7
)i
l
[0043][0044]
在图8b所示的有箝位电容电压控制方法情况下，通过对开关管s1～s4的占空比调整δd
c1
实现对箝位电容c1电压的动态控制；调整后的箝位电容电流i
c1’及v
ao
的开关周期平均值为：
[0045]ic1’＝(d
s1-d
s3
+δd
c1
)i
l
[0046][0047]
而箝位电容电压v
c1
变化量δv
c1
为：
[0048][0049]
通过对开关管s5～s8的占空比调整δd
c2
实现对箝位电容c2电压的动态控制；调整后的箝位电容电流i
c2’及v
bo
的开关周期平均值为：
[0050]ic2’＝-(d
s5-d
s7
+δd
c2
)i
l
[0051][0052]
而箝位电容电压v
c2
变化量δv
c2
为：
[0053][0054]
可见通过对开关管s1～s4的占空比调整δd
c1
可实现对箝位电容c1电压的动态控制，且不改变v
ao
的开关周期平均值；通过对开关管s5～s8的占空比调整δd
c2
可实现对箝位电容c2电压的动态控制，且不改变v
bo
的开关周期平均值。
[0055]
图9a、图9b分别是在开关周期t
set
中有、无中点电压控制方法的主要波形图。在图9a所示的无中点电压控制方法情况下，中点电流in及桥臂电压的开关周期平均值《v
ab
》ts与调制信号v
m1
、v
m2
关系式为：
[0056]in
＝-(v
m1
+v
m2
)i
l
[0057][0058]
在图9b所示的有中点电压控制方法情况下，通过对正负对称的馒头波调制信号v
m1
、v
m2
叠加调整值δvm/2，叠加后的中点电流i
n’及桥臂电压的开关周期平均值《v
ab
》
ts’为：
[0059]in’＝-(v
m1
+v
m2
+δvm)i
l
[0060][0061]
而中点电压v
mid
变化量δv
mid
为：
[0062][0063]
式中电容值c＝c3＝c4；
[0064]
可见通过对正负对称的馒头波调制信号v
m1
、v
m2
叠加调整值δvm/2可实现对中点电压v
mid
的动态控制，且不改变桥臂电压的开关周期平均值《v
ab
》
ts
。
[0065]
图10是单相五电平功率因数校正整流器控制方法框图，包括电路采样(1)、电压电流控制环(2)、箝位电压控制环(3)、中点电压控制环(4)、脉冲发波模块(5)。箝位电压控制环(3)采样箝位电容电压v
c1
，将期望值v
c1*
与采样值v
c1
进行比较，其结果经过箝位电压控制器1后产生占空比调整值δd
c1
；采样箝位电容电压v
c2
，将期望值v
c2*
与采样值v
c2
进行比较，其结果经过箝位电压控制器2后产生占空比调整值δd
c2
。中点电压控制环(4)采样中点电压v
mid
，将期望值v
mid*
与采样值v
mid
进行比较，其结果经中点电压控制器后产生调制信号的调整值δvm/2。脉冲发波模块(5)实现以下功能：正调制信号v
m1
与载波信号v
c1
相比并增大δd
c1
后作为开关管s1、s2的驱动信号；正调制信号v
m1
与载波信号v
c2
相比并减小δd
c1
后作为开关管s3、s4的驱动信号；负调制信号v
m2
与载波信号v
c3
相比并减小δd
c2
作为开关管s5、s6的驱
动信号；负调制信号v
m2
与载波信号v
c4
相比并增大δd
c2
作为开关管s7、s8的驱动信号。
[0066]
图11是基于单相五电平功率因数校正整流器拓扑的中压固态变压器，采用单相五电平功率因数校正整流器拓扑作为中压固态变压器的第一级ac/dc模块，可使用三路完全相同的单相五电平功率因数校正整流器和隔离型dc/dc变换器完成中压电网到低压直流的功率变换，三路的输入分别接入中压电网，以输出并联的方式与直流负载相连。