一种开关电源电路的制作方法

1.本发明涉及acdc开关电源技术领域，具体而言，涉及一种开关电源电路。


背景技术：

2.反激式acdc结构具有控制简单，输出电压易于调节的优点，被广泛应用于中小功率的电源适配器场合。反激式acdc结构具有原边反馈（psr）和副边反馈（ssr）两种输出反馈控制方式。而原边反馈（psr）acdc由于可以省掉光耦和可控稳压源tl431器件，具有结构简单，性价比高的优点，因此被广泛应用在小功率acdc电源场合。
3.如图1所示，原边反馈（psr）acdc的系统电路结构多年来维持稳定不变，无太大革新。系统变压器t1具有3个变压器绕组，其中lp为主级绕组，在开关打开时储能，ls为副边绕组，在开关关闭时将变压器内的储能输出，l3为辅助绕组，负责给芯片供电和反馈输出电压信息，在开关闭合后ls和l3输出的电压信号与匝比成比例，所以可以通过采样l3绕组的电压信号来得到ls绕组的电压信号，而ls绕组的电压信号等于输出电压加上整流二极管d1的压降，所以l3的电压信号可以反映输出电压的大小，而l3绕组接到主级原边的公共地，相对大地是高压信号，所以称为原边反馈。二极管d7为整流二极管，因为辅助绕组的输出电压为开关波形，需要整形得到直流电压给芯片供电。电阻rd为限流电阻，电阻r03、r04为辅助绕组电压分压电阻，分压值输入到原边反馈（psr）芯片的电压采样端fb。电阻r1、r2为启动电阻，负责在原边反馈（psr）芯片和系统工作前给原边反馈（psr）芯片vcc供电。电阻r5、r6为电流采样电阻，采集流过变压器主级lp的电流，并转换为电压信号送给原边反馈（psr）芯片cs端。
4.图2所示为现有原边反馈（psr）芯片电路框图。反馈电压采样保持模块对fb的电压进行采样保持，然后送给恒压控制模块，同时fb信号送给恒流控制模块。恒压控制模块和恒流控制模块的输出一起送给rs触发器的s端，一同控制开关信号pwm的打开。cs的电压送给峰值电流控制模块，峰值电流控制模块的输出信号送给rs触发器的r端，复位开关芯片pwm。开关信号pwm通过驱动电路模块输出base电流驱动信号控制外部功率管q0的开关。
5.现有原边反馈acdc的系统电路的电路较为复杂，集成度还能进一步提升。


技术实现要素：

6.为了提升原边反馈acdc适配器的集成度，简化系统电路，缩小适配器体积，本发明提供了一种新的开关电源电路。
7.为了缓解上述的问题，本发明采取的技术方案如下：一种开关电源电路，包括依次连接的输入模块、开关控制模块、变压器和输出模块，开关控制模块包括吸收电路、控制芯片、开关三极管和芯片电源储能电容，吸收电路并联于变压器的主级绕组，控制芯片包括原边反馈控制电路和驱动电路，变压器有且仅包括副边绕组和主级绕组；在开关三极管导通时，控制芯片能从开关三极管获取电流，实现自供电；控制芯片设置有两个原边采样端，其中一个原边采样端通过第一检测电阻模块连接主
级绕组的第一端，另一个原边采样端通过第二检测电阻模块连接主级绕组的第二端；芯片电源储能电容的正极有且仅连接控制芯片的vdd引脚。
8.在本发明的一较佳实施方式中，在控制芯片的base引脚和驱动电路的连接部正向设置有二极管，以实现自供电。
9.在本发明的一较佳实施方式中，第一检测电阻模块有且仅包括一个电阻，或者包括两个以上串联的电阻。
10.在本发明的一较佳实施方式中，第二检测电阻模块有且仅包括一个电阻，或者包括两个以上串联的电阻。
11.在本发明的一较佳实施方式中，控制芯片包括原边采样电路，原边采样电路包括一个电压信号vfb输出端和两个原边采样端，通过两个原边采样端能分别检测到主级绕组第一端的电压vp和第二端的电压vc，通过电压信号vfb输出端，能输出与主级绕组两端压差成比例的电压信号vfb，至原边反馈控制电路的fb端。
12.在本发明的一较佳实施方式中，原边采样电路包括第一电流镜、第二电流镜、电流减法器、i/v转换器和缓冲器；第一电流镜用于将电压vp转换为第一电流；第二电流镜用于将电压vc转换为第二电流；电流减法器用于将第一电流和第二电流做减法运算后，再减去初始校准电流，得到电压原边采样电流；i/v转换器用于将电压原边采样电流转换为电压原边采样电压，电压原边采样电压经过缓冲器处理后，输出得到与主级绕组两端压差成比例的电压信号vfb。
13.在本发明的一较佳实施方式中，电压原边采样电流的计算公式为iso=n*vs/r
34
其中，r
34
为第二检测电阻模块的电阻值，n为变压器主次级匝比，vs为变压器副边在开关三极管关闭时的输出电压。
14.在本发明的一较佳实施方式中，控制芯片包括cs电流采样电路，cs电流采样电路包括电压信号vcs输出端和cs电流输入端，cs电流输入端用于采集开关三极管的电流，cs电流采样电路用于根据开关三极管的电流，得到与开关三极管的电流成比例的vcs电压，至原边反馈控制电路的cs端。
15.与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明不用通过对开关关闭时辅助绕组反激的电压整流得到vcc电源电压，而是利用了开关三极管具有基极储存效应特性，实现自供电；增加了原边采样电路，通过两个原边采样端配合检测电阻模块实现输出电压采样；将控制芯片除开，本发明相对于现有技术减少了3个电阻，一个二极管和一个变压器绕组，进一步提升了原边反馈acdc适配器的集成度，简化系统电路，缩小了电源适配器体积。
16.为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举本发明实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
17.为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这
些附图获得其他相关的附图。
18.图1是现有开关电源电路原理图；图2是现有控制芯片电路框图；图3是本发明的开关电源电路原理图；图4是本发明的控制芯片电路框图；图5是本发明的原边采样电路原理图；图6是本发明的原边采样电路实例图；图7是本发明的驱动电路图；图8是图7中pulse、pg1和ng2节点的波形图；图9是本发明的cs电流采样电路图。
具体实施方式
19.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
20.因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
21.请参照图3，本发明公开了一种开关电源电路，包括依次连接的输入模块、开关控制模块、变压器t1和输出模块，开关控制模块包括吸收电路、控制芯片u21、开关三极管q0和芯片电源储能电容c1。
22.输入模块由二极管d1~d4和电容c0组成，输出模块由二极管d6、电容cout和电阻rd1组成。
23.变压器t1有且仅包括主级绕组lp和副边绕组ls。
24.吸收电路并联于变压器t1的主级绕组lp，吸收电路由二极管d0，电阻r7、r8，和电容c2组成，用于吸收主级绕组lp反激出来的电压尖峰。
25.芯片电源储能电容c1的正极有且仅连接控制芯片u21的vdd引脚。
26.控制芯片u21的base引脚接到开关三极管q0的基极，控制开关三极管q0的开关。
27.当开关三极管q0打开时，变压器t1的主级绕组lp电流增加，电流通过开关三极管q0流进控制芯片u21的cs引脚，变压器t1储能。
28.当控制芯片u21检测到流进cs引脚的电流达到设定值后，base输出低电平关闭开关三极管q0。变压器t1的主级绕组lp和副边绕组ls皆反激出高电平电压。
29.副边绕组ls反激出高电平电压使得二极管d6导通，变压器t1的储能通过副边绕组ls和二极管d6给电容cout充电，输出电压vout上升。同步的副边绕组ls电压vs也上升，由变压器原理知主级绕组lp的第二端电压vc也上升。
30.在本发明中，当开关三极管q0导通时，控制芯片u21能从开关三极管q0获取电流，实现自供电。控制芯片u21设置有两个原边采样端ip、is。
31.在开关三极管q0关闭时，变压器t1的主级绕组lp上也会反激出一个电压，由变压器特性知道该电压信号与图1中的辅助绕组的电压信号相同，也与输出电压和匝比相关，因此本发明通过采样开关三极管q0关闭时主级绕组lp上的电压差来得到输出电压信息，实现原边反馈控制功能。
32.但主级绕组lp两端的电压很高，所以需要将主级绕组lp两端的电压分别转换为电流，再通过对电流做减法运算，加到内部电阻上转换回电压信号，这样就可以得到变压器t1两端的电压差，从而实现输出电压的原边采样。
33.控制芯片u21的一个原边采样端ip通过第一检测电阻模块连接主级绕组的第一端，另一个原边采样端is通过第二检测电阻模块连接主级绕组的第二端。在本发明的一可选实施例中，第一检测电阻模块包括串联的电阻r1、r2，第二检测电阻模块包括串联的电阻r3、r4。控制芯片u21通过电阻r1、r2、r3、r4检测主级绕组lp两端的电压差来判断输出电平的大小，进而控制输出电压恒定。
34.小功率的原边反馈电源中（pout《=12w），一般采用功率三极管，而三极管具有基极储存效应特性，即三极管驱动过后，即使不加基极电流，三极管也可以维持导通一段时间。因此，在本发明中，利用该特性在开关三极管q0打开时实现控制芯片u21自供电。
35.如图4所示，为本发明控制芯片u21的电路框图。
36.控制芯片u21包括原边反馈控制电路、驱动电路、原边采样电路和cs电流采样电路。
37.原边采样电路检测ip和is信号产生与主级绕组lp两端压差成比例的电压信号vfb输出。
38.电流采样信号cs电压输入至cs电流采样电路，输出等比例放大的vcs电压。
39.原边反馈（psr）控制电路与图2所示的原有的原边反馈（psr）控制电路结构相同。采样电压信号vfb进行恒压恒流控制，采样vcs信号实现峰值电流控制。在本发明中，如图4所示，调整了驱动电路模块，使驱动模块与自供电模块结合，如图7所示，在控制芯片u21的base引脚驱动电路上增加二极管d70，避免base引脚被vdd钳位，使得在图7中场效应管nm72关闭时，base引脚的电压可以升高，维持三极管q0的导通。
40.如图5所示，为输出电压原边采样电路的实现方案。
41.由图3知道主级绕组lp的输入端vp通过电阻r1、r2接到控制芯片u21的ip端，主级绕组lp的另一端通过电阻r3、r4接到控制芯片u21的is端。检测电阻模块采用电阻串联的原因是用两个电阻来平摊功耗，提高可靠性，如果电阻功率足够，也可以采用1个电阻。
42.ip和is端口通过电流镜u51、u52实现输入的v/i转换。同时ip和is端的电流镜会把电压钳位在一恒定电压vt上，所以ip的输入电流为(vp-vt)/(r1+r2)，is的输入电流为(vc-vt)/(r3+r4)，而vt值相对输入电压vp和vc电压较小，所以ip近似等于vp/(r1+r2)，is近似等于vc/(r3+r4)。而vc=vp+n*vs，其中n为变压器主次级匝比，vs为副边绕组ls在开关关闭时的输出电压，vs=vout+vd。控制芯片u21在上电开关工作前进行校准动作，然后保留校准值i0=vp/(r3+r4)-vp/(r1+r2)。正常工作时通过电流减法器u53对ip和is做减法运算后再减去初始校准值i0，即可以得到输出电压原边采样的电流信号iso，电流公式如式如下所示。
43.id=（vp+n*vs）/(r3+r4)-vp/(r1+r2)=i0+n*vs/(r3+r4)
iso=id-i0=n*vs/(r3+r4)电流信号iso通过i/v转换器u54得到采样的电压信号，再经过缓冲器u55输出vfb给原边反馈控制电路中的反馈电压采样保持电路。
44.图6所示为输出电压原边采样电路的实施例。
45.其中，场效应管nm10、nm21、nm22、nm1、nm2组成图5中的电流镜u52；场效应管nm11、nm13、nm14、nm3、nm4、pm13、pm14、pm3、pm4组成图5中的电流镜u51；节点a和vfb0等同于图5中的电流减法器u53；电阻rs等同于图5中的i/v转换器u54；场效应管nm15、nm16、nm17、nm18、nm19、nm5、nm6、nm7、nm8、nm9、nm12、nm25、nm26、nm27、pm5、pm6、pm7、pm8、pm15、pm16、pm17、pm18、pm25、pm26、pm27、pm12和比较器u62、与门u63、使能加减法电路u64组成图5中的转换器u56。
46.is、ip信号通过场效应管nm1与nm2、nm3与nm4组成的电流镜转换为电流信号is2和ip1，ip1经过场效应管pm4与pm3组成的电流镜输出ip2电流,ip2电流和is2电流接到a节点上做电流减法，得到isp电流，再通过场效应管pm1与pm2组成的电流镜像得到isp2电流，其中isp2/isp=n，n是电流镜像时的放大缩小系数。isp2电流与校准电流i0叠加后得到iso电流，iso电流加到电阻rs上得到vfb0参考电压，vfb0参考电压经过u55缓冲器输出vfb参考电压输出，送给后级的参考电压采样电路。如此这样即可通过ip和is引脚加上外接的电阻r1、r2、r3和r4，即可实现精确的参考电压采样。
47.校准电流i0是在控制芯片u21工作前记录的ip电流与is电流的偏差，在控制芯片u21工作前系统无电流，即vp=vc，这样要将内部采样电压vfb0初始化为0。方法是：在上电完成后控制芯片u21内部电路开始工作，但是这时无开关输出，保证vp=vc，init_en=1，然后比较器u62将vfb0与地做比较，如果vfb0》0则out1输出高电平，经过与门u63使能后out2输出高电平将使能加减法电路u64的引脚cinitn置1与cinit0-cinit(n-1)置0，同时使能加减法电路u64做加法。这时场效应管nm12打开，场效应管pm12关闭，校准电流i0从vfb0节点流出，同时通过cinit0-cinit(n-1)的递增，i0电流逐渐增大，当i0电流等于isp初始值时，vfb0=0，比较器u62翻转，out1翻转电平送到使能加减法电路u64的锁存引脚la，将当前值锁存，这样就得到了初始校准值i0。同样的当节点电压vfb0的初始值为0，则比较器u62输出低电平，将使能加减法电路u64的引脚cinitn置0与cinit0-cinit(n-1)置1，同时使能加减法电路u64做减法。这时场效应管nm12关闭，场效应管pm12打开，校准电流i0从vfb0节点流出，同时通过cinit0-cinit(n-1)的递减，电流i0流入逐渐增大，当电流i0等于isp初始值时，vfb0》=0，u62比较器翻转，out1翻转电平送到使能加减法电路u64的锁存引脚la，将当前值锁存，这样就得到了初始校准值i0电流。
48.如图7所示，为控制芯片u21实现自供电的方案图。图8所示为图7中pulse、pg1和ng2节点的波形图。pwm_on=1时，通过反相器u74将场效应管pm72打开，场效应管nm71关闭，i1参考电流通过场效应管pm73与pm74组成的电流镜得到ibc电流流到base引脚驱动功率三极管q0打开。这时过量的ibc驱动电流，使得q0产生基极储存电荷。r71、r72和i72对vdd进行采样，其中vdd_s=(vdd-i72*r71)*r72/(r71+r72)，i72可增大vdd变化量的采样增益。vdd_s与一锯齿波比较，得到pwm信号pulse，使得vdd电压高时，pulse的低电平时间较短，而vdd电压低时，pulse信号的低电平时间较长。pulse信号经过u72的与使能后输入u73产生不交叠
的两个时钟分布控制场效应管pm71和nm72。使得pulse信号为低电平时场效应管nm72关闭，场效应管pm71打开。场效应管nm72关闭后cs节点电压升高，q0的电流通过pm71流向vdd的储能电容c1，这时三极管q0的e极(cs)电压比vdd高，但由于三极管q0的基极储存效应，b极的电压也会提高，三极管q0仍然处于导通状态，pulse的低电平时间为vdd充电时间。由于三极管的基极储存时间有限（2-5us），所以pulse变低给vdd充电的时间有限，经过设定时间后三极管q0需再次打开。待pulse信号变高电平后，场效应管nm72打开，pm71关闭，cs电压变低，ibc电流继续给三极管q0提供基极驱动电流。由于三极管q0的整个打开时间会维持较长时间（3us-10us），所以可以将三极管q0打开的过程可以划分为多个vdd充电时间。相对对比专利201810601234.x的只在开关信号pwm关闭末期对vdd充电，本发明具有vdd充电时间长，vdd电压稳定的特点，使得vdd的储能电容可以选用容值更小的电容。
49.如图7所示，场效应管nm72为芯片内开关管，当功率管三极管q0打开，场效应管nm72打开时，有电流通过三极管q0流向场效应管nm72，nm72上存在压降，电流越大cs节点电压越高，cs电流采样电路的作用是采集三极管q0的电流实现峰值电流控制。
50.如图9所示，为本发明的cs电流采样电路实施例。
51.图9中场效应管nm91为采样管，场效应管nm94电流ics_s加到nm1管上，通过场效应管nm93和nm95的电压比较作用，控制场效应管nm94使得ics_s电流加到场效应管nm91上产生的压降等于cs节点电压。所以有ics_q0*rds_nm72=ics_s*rds_nm91，其中ics_q0电流是流过三极管q0的电流，ics_s电流是流过场效应管nm94的电流，rds_nm72是nm72的导通阻抗，rds_nm91是场效应管nm91的导通阻抗，所以ics_s电流与ics_q0电流成比例关系。ics_s通过场效应管pm94和pm95组成的电流镜像加到电阻r91上，得到与q0电流成比例的vcs电压。这样就实现了cs电流采样功能。
52.以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。