一种适用于LLC谐振电路的数模混合同步整流控制方法

一种适用于llc谐振电路的数模混合同步整流控制方法
技术领域
1.本发明涉及开关电源，尤其涉及一种适用于llc谐振电路的数模混合同步整流控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。


背景技术：

2.现代电力电子技术中，随着开关电源市场竞争日益激烈和用户需求日益提高，dc-dc变换器有时需要较高的功率密度以满足用户的需求开关，而电源功率密度的提高，受到无源器件尺寸的限制。采用高频运行，可以大大降低无源器件的尺寸，如变压器和滤波器。而提高运行频率，开关损耗势必会增加。但在同样的效率下，dc-dc变换器功率密度越高，其单位体积散发的热量就越多，不利于变换器散热处理。因此，若要进一步提高dc-dc变换器的功率密度，必须进一步提高其工作效率。
3.在电路拓扑结构种类较多dc-dc变换器中，谐振变换器由于能实现软开关，有效地减小开关损耗和容许高频运行，所以在高频功率变换领域得到广泛的重视和研究。其中，llc谐振变换器在其半桥实现中越来越受欢迎，这是由于其高效率、低水平的emi排放和实现高功率密度的能力。在llc谐振变换器中，直流电源电压通过开关网络变换成方波电压，再经过谐振网络转变为正弦波，最后经过整流滤波电路输出所需的直流电压。
4.同步整流是一种进一步提高dc-dc变换器效率的技术，尤其是在低电压、大电流应用场合，其效果更为显著。同步整流技术是通过采用导通电阻较小的mos管代替dc-dc变换器中的整流二极管，从而提高效率。同步整流技术对于提高dc-dc变换器效率的作用毋庸置疑，但由于其整流管采用mos管替代整流二极管，因此电路设计时还需要设计mos管的驱动电路，增加了电路的复杂度。同时，同步整流采用的mos管价格成本往往都要高于二极管，因此在设计dc-dc变换器时应综合考虑效率和成本的问题。
5.同步整流管目前主要有两种驱动方式，电流型驱动方式与电压型驱动方式。
6.电流型驱动：无论何时有电流流过装置，整流mos管都应打开，当电流降至零时，二极管应当关闭。因此，驱动同步整流管的最直接方法是直接检测通过整流mos管的电流。该驱动方法可以准确地满足所有工作区域，但在要求高效率和高功率密度的应用中，检测整流mos管两端电流需要笨重且有损耗的电流互感器，增加了电路的复杂度和变换器的体积，因此它不是首选的驱动方式。此外，还有一种检测通过检测谐振电感电流和充磁电感电流，可以推导出整流mos管电流并产生相应的驱动信号，然而将磁化电感电流与谐振电感电流解耦并不容易，同样需要复杂的电路。
7.电压型驱动：该方式是目前主流的整流mos管驱动方式，通过电压驱动方式检测整流mos管两端的电压来产生驱动信号。整流mos管的开关状态可以通过与预先设计的阈值电压值进行比较来识别。由于同步整流管两端电压的小信号特性，它对电路寄生和噪声敏感，从而降低了系统的可靠性。由于寄生电感的存在，此种方法也会导致相当大的占空比损失，使得整流mos管提前关断。
8.为了实现电压型驱动同步整流mos管的恰好关断，可以采用自适应同步整流方案。
现有的自适应同步整流方案基本思想是在关闭时刻检测体二极管的导通状态，如果体二极管在关闭同步整流管后导通，那么在下一个开关周期，同步整流管的占空比将增加一小步δd，以最小化占空比损失。调整将继续循环进行；当没有体二极管导通时，占空比在下一个开关周期中减小δd，以避免延迟关断问题。这种实现方式一般需要高速比较器和数字控制器，成本较高，并且根据每个周期的电压信号逐周期调整占空比，易受噪声和电路寄生影响，可靠性不高。


技术实现要素：

9.技术问题：本发明的发明目的是针对上述背景技术中的不足，提供了一种适用于llc谐振电路的数模混合同步整流控制方法，解决了现有llc自适应同步整流方案存在的元件成本过高、可靠性不高的技术问题。
10.技术方案：本发明的一种适用于llc谐振电路的数模混合同步整流控制方法，首先在状态检测模块中检测llc主拓扑主开关管栅极电压的上升沿，上升沿到来时改变状态检测模块中计数器的状态，使得电压采样电路在这n个主开关管周期中检测同步整流管两端的电压，n取3至30，并且输出模拟电路积分运算处理后的电压；电压比较模块读取电压采样电路的输出,与初始值作比较，以此调整下个周期同步整流管的占空比，最后通过自适应同步整流管关断模块关断整流管，该整流管的开启时间与开关电源主开关管同步。
11.所述的状态检测模块由计数器和组合逻辑电路构成；状态检测模块通过检测llc拓扑主开关管栅极驱动电压的上升沿来改变该模块中计数器的值，设置计数器的初始值为0，最大值为n，开始计数器值为0时，控制电压采样电路开始采样副边同步整流管两端电压，而后每检测到一次电压上升沿，计数器值加一，而计数器的值达到n时，控制电压采样电路使其停止采样，并且在第n+1个周期里控制使能电压比较模块读取电压采样电路的输出电压值，置计数器的值为0，进入下一个循环。
12.所述的电压采样电路由模拟电路构成，包含二极管、第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管、比较器、电容和电阻；电压采样电路受状态检测模块控制，当状态检测模块使能电压采样电路开始采样时，电压采样电路输入副边同步整流管两端的电压，经过第一比较器与体二极管阈值电压相比较，输出正向脉冲经过第二比较器驱动第一nmos管，从而通过深度负反馈将电压运算量转换成电流运算量，在通过电流镜对电容进行充电，由此实现在状态检测模块的使能周期内，电容不断对检测信号电压量进行换算存储，当状态检测模块到达第n+1个周期时，电压比较模块将读取电容电压值，并且在调整完下个周期同步整流管的占空比后，使能输出电容端的nmos管对电容进行放电，使得状态检测模块进入下个循环后电容电压值清零。
13.所述的电压比较模块由比较器和数字控制器构成；电压比较模块接受到来自状态检测模块的使能信号后，读取电压采样电路的电容电压值，对电容电压值vout和电压预设值vx进行比较，如果电容电压值大于预设值，则电压比较模块使能自适应同步整流管关断模块，使其在下个同步整流管导通周期中，同步整流管的占空比比原来增加一小步δd，即d[n]＝d[n-1]+δd；如果电容电压值小于预设值，则电压比较模块使能自适应同步整流关断模块，使其在下个同步整流管导通周期中，同步整流管的占空比比原来减小一小步δd，即d[n]＝d[n-1]-δd；之后电压比较模块使能采样电路的输出电容端的nmos栅极，使得输出电
容放电，电容电压值清零。
[0014]
所述的自适应同步整流管关断模块根据电压比较模块的使能信号，控制llc电路同步整流管的关断时间，如果需要占空比减小则提前关断同步整流管，反之，如果需要占空比增大则延后关断同步整流管；llc主拓扑工作在ccm模式，可以将该同步整流管的开通时间保持与主拓扑开关管开启同步。
[0015]
有益效果：本发明采用上述技术方案具有以下优点：
[0016]
(1)本发明有效降低了同步整流电路的采样损耗和关断损耗。由于同步整流管在导通时电压采样电路的二极管反向偏置，电压采样电路上无电流，采样电路不工作。即电压采样电路只在同步整流管关断时执行采样操作，因此电压采样电路的损耗被大幅降低，实现低损耗采样。本发明根据多个周期内同步整流管关断后体二极管导通时间来调整同步整流管的关断时间，以此最小化占空比损失，实现低损耗关断。
[0017]
(2)本发明采用了数模混合的同步整流控制方法，降低了同步整流电路成本。本发明中通过电压采样电路检测多个周期内同步整流管两端电压，相比于每个周期检测电压并调整占空比的方法，对数字控制器和高速比较器的要求明显降低，可以使用低成本的数字控制器和比较器，由此降低了同步整流电路的成本。
[0018]
(3)本发明提高了同步整流检测与控制电路的可靠性。传统方法在每个周期检测电压并调整占空比，易受到噪声和电磁干扰的影响。本发明中电压采样电路检测多个周期内同步整流管两端电压，对噪声的敏感度有效降低，并且可以调节电压比较初始值将噪声的影响考虑在内。
[0019]
(4)本发明采用了电压型驱动的同步整流控制方法，通过电压采样电路检测多个周期内同步整流管两端电压，电路较为简单，效率较高。
附图说明
[0020]
图1是本发明控制系统的结构框图。
[0021]
图2是本发明状态检测模块的流程图
[0022]
图3是本发明电压采样电路的电路图。
[0023]
图4是本发明电压比较模块的流程图。
[0024]
图5是本发明同步整流系统与llc谐振变换器组成的闭环网络的结构图。
[0025]
图6是图5所示闭环结构在稳定状态时的电压采样电路波形图。
具体实施方式
[0026]
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
[0027]
本发明为实现上述发明目的采用一种适用于llc谐振电路的数模混合同步整流控制方法如下：
[0028]
首先在状态检测模块中检测llc主拓扑主开关管栅极电压的上升沿，上升沿到来时改变状态检测模块中计数器的状态，使得电压采样电路在这n个主开关管周期(n可改变)中检测同步整流管两端的电压，并且输出模拟电路积分运算处理后的电压，电压比较模块读取电压采样电路的输出,与初始值作比较，以此调整下个周期同步整流管的占空比，最后通过自适应同步整流关断模块关断整流管，需要注意的是整流管的开启时间与主开关拓扑
同步。
[0029]
一种适用于llc谐振电路的数模混合同步整流控制系统，包括：状态检测模块、电压采样电路、电压比较模块以及自适应同步整流管关断模块，该控制系统与开关电源主结构中受控的同步整流管连接起来构成一个闭环。
[0030]
状态检测模块由数字控制器构成。状态检测模块通过检测llc拓扑主开关管栅极驱动电压的上升沿来改变模块中计数器的值，设置计数器的初始值为0，最大值为n，开始计数器值为0时，控制电压采样电路开始采样副边同步整流管两端电压，而后每检测到一次电压上升沿，计数器值加一，而计数器的值达到n时，控制电压采样电路使其停止采样，并且在第n+1个周期里控制使能电压比较模块读取电压采样电路的输出电压值，置计数器的值为0，进入下一个循环。
[0031]
电压采样电路由模拟电路构成，包含二极管、mosfet、比较器、电容和电阻。电压采样电路受状态检测模块控制，当状态检测模块使能电压采样电路开始采样时，电压采样电路输入副边同步整流管两端的电压，经过第一个比较器与体二极管阈值电压相比较，输出正向脉冲经过第二个比较器驱动nmos管，从而通过深度负反馈将电压运算量转换成电流运算量，在通过电流镜对电容进行充电，由此实现在状态检测模块的使能周期内，电容不断对检测信号电压量进行换算存储，当状态检测模块到达第n+1个周期时，电压比较模块将读取电容电压值，并且在调整完下个周期同步整流管的占空比后，使能输出电容端的nmos管对电容进行放电，使得状态检测模块进入下个循环后电容电压值清零。
[0032]
电压比较模块由比较器和数字控制器构成。电压比较模块接受到来自状态检测模块的使能信号后，读取电压采样电路的电容电压值，对电容电压值vout和电压预设值vx进行比较，如果电容电压值大于预设值，则电压比较模块使能自适应同步整流关断模块，使其在下个同步整流管导通周期中，同步整流管的占空比比原来增加一小步δd，即d[n]＝d[n-1]+δd。如果电容电压值小于预设值，则电压比较模块使能自适应同步整流关断模块，使其在下个同步整流管导通周期中，同步整流管的占空比比原来减小一小步δd，即d[n]＝d[n-1]-δd。之后电压比较模块使能采样电路的输出电容端的nmos栅极，使得输出电容放电，电容电压值清零。
[0033]
自适应同步整流管关断模块根据电压比较模块的使能信号，控制llc电路同步整流管的关断时间，如果需要占空比减小则提前关断同步整流管，反之，如果需要占空比增大则延后关断同步整流管。llc主拓扑工作在ccm模式，可以将同步整流管的开通时间保持与主拓扑开关管开启同步。
[0034]
如图1所示，本次发明的一种适用于llc谐振电路的数模混合同步整流控制系统包含开关电源主拓扑、状态检测模块、电压采样电路、电压比较模块以及自适应同步整流关断模块，图中还描述了模块相互的信号传递和控制关系。
[0035]
图2为状态检测模块的流程图，图中为了实例选取n＝3，即使得电压采样电路采样在三个周期内采样主电路同步整流管的两端电压值，在实际中可以选取n为较大值，以进一步降低对高速比较器和数字控制器的速度要求。一次循环开始时，使用状态检测模块中的触发器来检测llc拓扑主开关管栅极驱动电压的上升沿，检测到上升边沿后，此时判断模块计数器的值m是否等于0，如果等于0则意味着这是一次循环的第一个周期，此时要通过状态检测模块的数字控制器来开启电压采样模块的数字开关使电压采样模块开始采样llc拓扑
副边同步整流管两端的电压值。如果m不等于0，则说明是在一次循环的后续周期，则不需进行上述操作。判断结束后，计数器的值m改变为m+1，此时判断m是否等于4，若不等于4，说明没有达到预定的取样三个周期的同步整流管的电压值的目标，继续检测主开关管栅极电压的上升沿；如果m等于4，说明主开关管已经过了三个周期，电压采样电路已经采样了预定的三个周期的同步整流管两端电压，此时数字控制器关断电压采样电路的数字开关，使其停止采样，控制电压比较模块使其读取电压采样电路的输出电压，以上操作均在第四个周期完成，之后置状态检测模块内部计数器的值m为0，从而进入下一个循环，继续检测llc拓扑主开关管栅极驱动电压的上升沿。
[0036]
图3为本发明中电压采样电路的电路简图，图6为图5所示闭环结构在稳定状态时的电压采样电路波形图，可以将两者结合起来分析。输入信号为同步整流管的两端电压，前置还有状态检测模块数字控制器控制的数字开关，如上所述，当状态检测模块开通数字开关时，由于同步整流管的体二极管导通，同步整流管两端电压被钳位在负的体二极管压降，因此在电压采样电路的输入端，电流通过vdd，流经r1和da形成通路，其中r1的值可选取较大一些，以此降低采样损耗。形成通路后将r1下端的电压值与预设的导通阈值电压相比较，经过第一个比较器输出电压为v1，v1的波形如图6所示，主开关管电压上升沿到来后，同步整流管的体二极管先行导通，v
ds
电压低于阈值电压，第一个比较器输出高电平，如图6所示体现在v1上；同样在主开关管将要关断时，自适应同步整流关断模块控制同步整理管提前关断，使得体二极管导通，v
ds
低于阈值电压，v1也会产生一段高电平。
[0037]
为了进一步处理v1的正向电压脉冲信号，将其接入第二个比较器与qa开关管构成的深度负反馈电路，正向端接入v1，当有正向脉冲到来时，第二个比较器输出高电平使qanmos导通从而使电流流过r2，r2上电压增大，将其接入比较器反向端由此形成负反馈，因此r2上的电压将稳定在v1，由此将脉冲电压量转换成电流量。qa的上端为q2pmos和q3pmos构成的电流镜，在工作期间始终保持qb和qc导通，因此当qa导通时，转换的电流量通过电流镜镜像到qc的输出端口，并且对输出电容c1进行充电。由于电流镜可视为恒流源，因此对电容充电的波形与时间呈线性的关系，由此在电压采样电路采样同步整流管的过程中，v
ds
转化为v1的正向脉冲，在转化为输出电容c1上的电压v
out
。如图6所示，v
out
的上升幅度随v1正向脉冲的宽度变化而变化，由此实现了线性转换。在模块检测电路控制电压比较模块读取v
out
时输出该值，在其调整完占空比后，电压比较模块的数字控制器使能q4nmos的栅极电压vw为高电平，进而导通q4对电容c1进行放电，波形如图6所示，可以看出在前三个周期内，v
out
的值随着同步整流管的体二极管的导通而线性增加。在第四个周期读取完v
out
以后，v
out
值通过q4放电，使得状态检测模块进入下个循环后电容电压值清零，在实际应用中可以根据不同的n周期值来选取合适的电容。
[0038]
图4是本次发明中电压比较模块的流程图。在一次循环中检测状态检测模块的数字控制器是否传来使能信号，如果检测到使能信号则读取电压采样电路的输出电压值v
out
,将v
out
与v
x
对比，在上述讨论中指出同步整流管的开通时刻与主开关管开通时刻同步，一定会有导通损耗，因此v
x
需要预设一个大于0的最小值，对应的情况为只有导通损耗时电压采样电路在n个周期内采样的输出电容电压值，最理想的情况是不断减小v
out
令其无限接近于v
x
，从而使其没有关断损耗，但在实际情况中最好保持v
out
略微大于v
x
，以此避免延后关断问题。自适应同步整流管关断模块可以根据电压比较模块的使能信号，控制llc电路同步整流
管的关断时间。因此，对v
out
和v
x
比较后，如果v
out
大于v
x
，则控制自适应同步整流关断模块在下个周期中延后关断同步整流管，从而增加同步整流管的占空比；如果v
out
小于v
x
，则控制自适应同步整流关断模块在下个周期中提前关断同步整流管，从而减小同步整流管的占空比，避免提前关断问题。之后电压比较模块使能电压采样模块的q4的栅极，使q4导通从而对电容输出电压v
out
进行放电，由此进入下一个循环。由图6可以看出，在调整完占空比后在下n个周期里，v1的电平脉宽相比较于前n个周期明显减少，由此给v
out
电容的充电时间也相应减小，v
out
最终输出电平下降如图6所示。
[0039]
图5为本次发明的数模混合同步整流系统与llc谐振变换器组成的闭环网络的结构图。本发明的同步整流系统也可用于其它类型的开关电源电路结构。llc谐振变换器的实例的输入为220v，输出为20v。状态检测模块检测主开关管的栅极电压上升沿以开启电压采样电路的数字开关进行同步整流管的源漏电压采样，并且改变计数器的状态，进行到第n+1个周期时停止采样电路采样，使能电压比较模块读取采样电容电压值。比较模块将采样电压值与预设值进行对比决定下个周期及以后新的n个周期同步整流管的关断时刻，使用自适应同步整流关断模块进行调整，之后清零采样电路的电容电压值，状态检测电路进入新的一轮循环。
[0040]
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明，在此描述的本发明可以有许多变化，这种变化不能人为偏离本发明的精神和范围。因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变都应包括在本权利要求书的涵盖范围之内。