一种无刷双馈电机转矩脉动抑制方法与流程

1.本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种无刷双馈电机转矩脉动抑制方法。


背景技术：

2.无刷双馈电机(brushless doubly-fed machine，bdfm)作为一种新型交流电机，因为其结构上具有的诸多优点，近年来引起了越来越多的关注和研究。这种电机定子上都会布置有两套绕组，并且这两套绕组间彼此独立。其中，与电网直接相连的一套定子绕组称为功率绕组(power winding，pw)，另外一套定子绕组则称为控制绕组(control winding，cw)。电机转子上只存在一套经过特殊设计的绕组(rotor winding，rw)，通过这个转子的调制，实现两套定子绕组磁场的间接耦合，从而完成电机的机电能量转换。
3.无刷双馈电机运行模式多样，可以实现异步或同步运行。其容错稳定性相较于传统电机大幅提升，且只要电机的功率绕组和控制绕组按照不同的电压等级进行设计，就可以实现利用低压变频器控制高压电机的目的，这极大地降低了调速系统的成本。并且，其控制目标中存在无功项，可以实现单位功率因数控制，但无刷双馈电机调速系统出于成本考虑，一般使用电网不控整流作为控制绕组逆变器的直流源，因此其中包含诸多谐波，会直接引起电机转矩脉动。为抑制电机转矩脉动，传统方法一般为在电流控制器上并联基于内模原理的控制器，但无刷双馈电机工作状态多变，其转速需要实时适应各种工况需求，该抑制方法在动态过程中会出现超调，且恢复稳定时间较长。


技术实现要素：

4.本发明的目的是针对现有技术存在的上述问题，提供一种能够有效提高动态响应速度的参数鲁棒性无刷双馈电机解耦抗扰控制方法。
5.为实现以上目的，本发明的技术方案如下：
6.一种无刷双馈电机转矩脉动抑制方法，依次包括以下步骤：
7.步骤a、搭建无刷双馈电机的电流环和转速环模型；
8.步骤b、根据电流环和转速环模型建立自抗扰控制器，所述自抗扰控制器包括d轴改进电流控制器、q轴电流环自抗扰控制器以及转速环自抗扰控制器，其中，所述d轴改进电流控制器包括d轴电流环自抗扰控制器及与其并联的改进重复控制器：
9.步骤c、采用建立的自抗扰控制器对无刷双馈电机进行控制。
10.步骤a中，所述电流环模型为：
[0011][0012]
[0013][0014][0015][0016][0017][0018][0019][0020]
上式中，i
cd
、i
cq
分别为功率绕组定向同步坐标系下控制绕组的d、q轴电流，u
cd
、u
cq
分别为功率绕组定向同步坐标系下控制绕组的d、q轴电压，分别为控制绕组的d、q轴理想电压，t为时间，σ、kd、kq、lm为中间参数，b0、fd、fq分别为电流环控制增益、d轴总扰动、q轴总扰动，l
sc
、l
sp
、lr分别为控制绕组、功率绕组、转子的自感，rc为控制绕组电阻，m
cr
、m
pr
分别为控制绕组与转子之间的互感、功率绕组与转子之间的互感，ω
p
、ωc分别为电网电频率、控制绕组电频率，rr为转子电阻，i
pd
、i
pq
分别为功率绕组定向同步坐标系下功率绕组的d、q轴电流，ψ
p
为功率绕组定向同步坐标系下的功率绕组磁链；
[0021]
所述转速环模型为：
[0022][0023][0024][0025]
上式中，ωr为转子角速度，j为转动惯量，p
p
、pc分别为功率绕组、控制绕组的极对数，t
l
为转矩，b为摩擦系数，b
speed
、fw分别为转速环的控制增益和总扰动，为控制绕组的
d轴理想输出电压。
[0026]
步骤b中，所述d轴改进电流控制器的建立方法包括：基于不控整流谐波频率设计改进重复控制器，并将改进重复控制器在选定频率处谐振，前馈补偿谐波；基于电流环模型，将电流状态变量以外的项均视为干扰，利用扩张状态观测器进行观测并前馈；利用前馈值与指令值设计控制律。
[0027]
所述d轴改进电流控制器的控制律为：
[0028][0029]
上式中，u为改进电流控制器的输出，b0为电流环控制增益，k
p
为控制律比例参数，为控制绕组的d轴理想电流，z
1_d
、z
2_d
分别为控制绕组的d轴观测电流、d轴干扰估计值，g
falrc
(z)为改进重复控制器。
[0030]
所述改进重复控制器的表达式如下：
[0031][0032][0033][0034]
上式中，fal(ε，α，δ)为fal函数，ε为输入，α为0-1之间的常数，δ为决定函数线性段区间长度的常数，z-n
为延迟参数，n为1时表示单位延迟算子，q(z)为稳定系数，k
rc
为用于调整输出大小的开环增益，zk为相位调节参数，k为用于调整输出相位的延迟补偿系数，fs为pwm的开关频率，f
dbase
为6次谐波干扰的频率。
[0035]
所述q轴电流环自抗扰控制器的建立方法包括：基于电流环模型，将电流状态变量以外的项均视为干扰，利用线性扩张状态观测器进行观测并前馈，利用电流前馈值与指令值设计控制律；
[0036]
所述q轴电流环自抗扰控制器的控制律为：
[0037][0038]
上式中，u为q轴电流环自抗扰控制器的输出，b0为电流环控制增益，k
p
为控制律比例参数，为控制绕组的d轴理想电压，z
1_q
、z
2_q
分别为控制绕组的q轴观测电流、q轴干扰估计值。
[0039]
步骤b中，所述转速环自抗扰控制器的建立方法包括：基于转速环模型，将控制绕组d轴电流状态变量以外的项均视为干扰，利用线性扩张状态观测器进行观测后前馈补偿；
[0040]
所述转速环自抗扰控制器的控制律为：
[0041][0042]
上式中，u
*
为转速环自抗扰控制器的输出，b
speed
为转速环控制增益，k
p
为控制律比例参数，为转子的理想角速度，z
1_speed
、z
2_speed
分别为转子角速度观测值、转速环干扰估计值。
[0043]
所述自抗扰控制器还包括无功pi控制器，所述无功pi控制器用于控制控制绕组q轴电流以实现无功为0，无功pi控制器基于如下公式、根据q轴功率电流反馈进行设计：
[0044][0045]
所述步骤c依次包括以下步骤：
[0046]
s1、对于d轴改进电流控制器，将控制绕组的d轴电流i
cd
以及该控制器的输出u输入至线性扩张状态观测器中，得到控制绕组的d轴观测电流z
1_d
与d轴干扰估计值z
2_d
；对于q轴电流环自抗扰控制器，将控制绕组的q轴电流i
cq
以及该控制器的输出u输入至线性扩张状态观测器中，得到控制绕组的q轴观测电流z
1_q
与q轴干扰估计值z
2_q
；对于转速环自抗扰控制器，将转子角速度ωr以及该控制器的输出u
*
输入至线性扩张状态观测器中，得到转子角速度观测值z
1_speed
与转速环干扰估计值z
2_speed
；
[0047]
s2、将转子的理想角速度转子角速度观测值z
1_speed
、转速环干扰估计值z
2_speed
带入转速环自抗扰控制器的控制律中，得到控制绕组的d轴理想电流
[0048]
s3、将控制绕组的d轴理想电流d轴观测电流z
1_d
与d轴干扰估计值z
2_d
带入d轴改进电流控制器的控制律中，得到控制绕组的d轴理想电压将控制绕组的q轴参考电流控制绕组的q轴观测电流z
1_q
与q轴干扰估计值z
2_q
带入q轴电流环自抗扰控制器的控制律中，得到控制绕组的q轴理想电压
[0049]
s4、将控制绕组的d轴理想电流q轴理想电压通过坐标变换后输入至矢量调制模块，生成6路开关信号以控制逆变器开关。
[0050]
所述自抗扰控制器还包括无功pi控制器；
[0051]
所述步骤s2还包括：
[0052]
将功率绕组的q轴理想电流值0与其反馈值相减后带入无功pi控制器得到控制绕组的q轴理想电流
[0053]
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
[0054]
1、本发明一种无刷双馈电机转矩脉动抑制方法先搭建无刷双馈电机的电流环和转速环模型，再根据电流环和转速环模型建立自抗扰控制器，且自抗扰控制器包括d轴改进电流控制器、q轴电流环自抗扰控制器以及转速环自抗扰控制器，d轴改进电流控制器包括d轴电流环自抗扰控制器及与其并联的改进重复控制器，然后采用建立的自抗扰控制器对无刷双馈电机进行控制，该方法通过在d轴电流环自抗扰控制器上并联改进重复控制器，一方
面，该改进重复控制器为其提供了高频谐波抑制的能力；另一方面，在动态过程中，改进重复控制器能够抑制快速变化的输入，避免造成超调。
[0055]
2、本发明一种无刷双馈电机转矩脉动抑制方法对于d轴电流环自抗扰控制器、q轴电流环自抗扰控制器的设计，将电流状态变量以外的项均视为干扰，利用线性扩张状态观测器进行干扰估计，干扰中包含其耦合项，且控制器的设计只需要b0即可，省去了传统耦合项中涉及的各种电机参数，相比于传统计算解耦项后前馈补偿，其电流动态响应更快，对参数鲁棒性更强。
[0056]
3、本发明一种无刷双馈电机转矩脉动抑制方法对于转速环自抗扰控制器，将控制绕组d轴电流状态变量以外的项均视为干扰，利用线性扩张状态观测器进行观测后前馈补偿，使得电机系统内部和外部的扰动都能被设计的线性扩张状态观测器进行补偿，提高了转速动态响应速度。
附图说明
[0057]
图1为d轴改进电流控制器的结构图。
[0058]
图2为q轴电流环自抗扰控制器的结构图。
[0059]
图3为转速环自抗扰控制器的结构图。
[0060]
图4为无功pi控制器的结构图。
[0061]
图5为无刷双馈电机矢量控制总体结构图。
[0062]
图6为传统pi控制方法得到的电流稳态波形图。
[0063]
图7为传统pi控制方法得到的电流稳态波形傅里叶分析结果。
[0064]
图8为本发明改进电流控制器控制的电流稳态波形图。
[0065]
图9为本发明改进电流环控制的电流稳态波形傅里叶分析结果。
[0066]
图10为传统控制pi方法的电流指令跟踪波形图；
[0067]
图11为传统重复控制器控制的电流指令跟踪波形图；
[0068]
图12为本发明改进电流控制器控制的电流指令跟踪波形图。
具体实施方式
[0069]
下面结合具体实施方式以及附图对本发明作进一步详细的说明。
[0070]
自抗扰控制是一种近些年来在电机控制领域具备广阔应用前景的新型控制方法。自抗扰控制器中的扩张状态观测器可以观测系统内外扰动，将其前馈后可将系统化为积分串联形式，大大减少控制器参数依赖，同时其抗扰能力也大幅提升，动态响应能力增强。重复控制是一种基于内模原理的多频率谐波抑制技术，但其对输入的突变较为敏感，适合稳态工况。本发明针对无刷双馈电机的转矩脉动抑制以及抗扰需求，将自抗扰控制器与重复控制器相结合，并对重复控制器进行改进，在传统重复控制器的基础上引入fal函数。针对传统电流环抗扰能力弱的问题，利用扩张状态观测器进行干扰估计，干扰中包含其耦合项，相比于传统计算解耦项后前馈补偿，其电流动态响应更快，对参数鲁棒性更强。且并联的改进重复控制器可以克服不控整流引入的高频电流谐波，当工况突变时，也能限制其动态响应不产生过大的超调。
[0071]
实施例1：
[0072]
一种无刷双馈电机转矩脉动抑制方法，依次按照以下步骤进行：
[0073]
1、搭建无刷双馈电机的电流环和转速环模型。
[0074]
电压方程如下：
[0075][0076]
磁链方程如下：
[0077][0078]
上式中，u
pd
、u
pd
分别为功率绕组定向同步坐标系下功率绕组的d、q轴电压，u
cd
、u
cq
分别为功率绕组定向同步坐标系下控制绕组的d、q轴电压，i
pd
、i
pq
分别为功率绕组定向同步坐标系下功率绕组的d、q轴电流，i
cd
、i
cq
分别为功率绕组定向同步坐标系下控制绕组的d、q轴电流，i
rd
、i
rq
分别为功率绕组定向同步坐标系下转子的d、q轴电流，r
p
、rc、rr分别为控制绕组、控制绕组、转子的电阻，ψ
pd
、ψ
pq
分别为功率绕组定向同步坐标系下功率绕组的d、q轴磁链，ψ
cd
、ψ
cq
分别为功率绕组定向同步坐标系下控制绕组的d、q轴磁链，ψ
rd
、ψ
rq
分别为功率绕组定向同步坐标系下转子的d、q轴磁链，ω
p
、ωr分别为电网电频率、转子角速度，p
p
、pc分别为功率绕组、控制绕组的极对数，l
sc
、l
sp
、lr分别为控制绕组、功率绕组、转子的自感，m
cr
、m
pr
分别为控制绕组与转子之间的互感、功率绕组与转子之间的互感，t为时间。
[0079]ipd
、i
pq
由采集的功率绕组三相电流经过坐标变换得到，i
cd
、i
cq
由采集的控制绕组三相电流经过坐标变换得到，即：
[0080][0081]
上式中，i
pa
、i
pb
、i
pc
分别为电机功率绕组的a、b、c相电流，i
ca
、i
cb
、i
cc
分别为电机控制绕组的a、b、c相电流，θ
p
、θc分别为电机功率绕组、控制绕组的电角度，表示电机d轴和功率绕组或控制绕组a相之间的夹角，其角度可以由电网锁相环pll直接获取。
[0082]
功率绕组定向时，θc有如下关系(假设初始d轴与功率绕组和控制绕组a相均重合)：
[0083]
θc＝ω
p
t-(p
p
+pc)ωrt式4
[0084]
当同步旋转坐标系的d轴定向于功率绕组电压矢量u
p
上时，在忽略功率绕组磁链的暂态过程(即dψ
pd
/dt＝0，dψ
pd
/dt＝0)，同时忽略功率绕组的电阻r
p
的情况下，有：
[0085][0086]
代入式2，可得：
[0087][0088]
式6代入式1，可得：
[0089][0090]
式7代入式1，可得：
[0091]
[0092]
上式中，ψ
p
为功率绕组定向同步坐标系下的功率绕组磁链，ωc为控制绕组电频率。
[0093]
上式揭示了控制绕组电压与控制绕组电流之间的关系，即通过控制控制绕组电压可以得到适当的控制绕组的电流。为了控制控制绕组，需要消去功率绕组电流的导数。
[0094]
将式6代入转子磁链方程，得：
[0095][0096]
令将上式与式7代入转子电压方程，得：
[0097][0098]
将功率绕组电流导数替换至控制绕组电压方程：
[0099][0100][0101]
功率绕组电压矢量定向或磁链矢量定向的目的是为了得到控制绕组电流d轴分量和q轴分量的解耦。对功率绕组电压矢量定向而言，理想的情况是控制绕组电流d轴分量与电机电磁转矩相对应，q轴分量与功率绕组无功功率相对应，这样，通过对控制绕组d轴电流
和q轴电流分别进行控制，就能实现电机转矩和无功功率的解耦控制，从而获得理想的系统动态响应特性。
[0102]
根据式10，在稳态时，忽略微分项，可得：
[0103][0104]
上式中，由于转子电阻较小，而ω
p
比较大，它们的比值小，于是可以忽略，上式可简化为：
[0105][0106]
上式表明了控制绕组与功率绕组间的耦合关系，通过控制绕组d轴电流可以对功率绕组d轴电流、进行控制，而通过控制绕组q轴电流可以对功率绕组q轴电流进行控制。
[0107]
功率绕组的有功功率和无功功率可以分别通过下式进行计算：
[0108][0109]
电机电磁转矩与控制绕组电流间的关系为：
[0110][0111]
综上，电流环模型可写为：
[0112][0113][0114][0115][0116][0117]
[0118]
上式中，分别为控制绕组的d、q轴理想电压，b0、fd、fq分别为电流环控制增益、d轴总扰动、q轴总扰动。
[0119]
转速环模型可写为：
[0120][0121][0122][0123]
上式中，b
speed
、fw分别为转速环控制增益、速度环总扰动，j为转动惯量，t
l
为转矩，b为摩擦系数，为控制绕组的d轴理想电流。
[0124]
2、基于不控整流谐波频率，设计改进电流控制器，将电流状态变量以外的项均视为干扰，利用扩张状态观测器进行观测，前馈后实现少参数依赖的解耦效果，实现快速动态响应，选取合适的参数，使改进重复控制器在选定频率处谐振，前馈补偿谐波。
[0125]
以d轴为例，令x
1_d
＝i
cd
、x
2_d
＝fd、则可列写状态方程如下：
[0126][0127]
y＝cx
[0128]
其中，x＝[x
1_d x
2_d
]
t
，c＝[1 0]，
[0129]
设计线性扩张状态观测器leso：
[0130][0131][0132]
其中，z＝[z
1_d z
2_d
]
t
，l＝[β
1 β2]
t
，z
1_d
、z
2_d
分别为x
1_d
、x
2_d
的估计值，参数选择采用带宽法：
[0133]
β1＝2ω0[0134][0135]kp
＝ω0/5
[0136]
其中，β1、β2为leso参数，ω0为带宽，k
p
为控制律比例参数。
[0137]
变频器的直流母线采用二极管不控整流的方式建立，其谐波在功率绕组定向同步坐标系中表现形式为6k(k＝0，1，2
…
)次谐波，其基波频率为电网频率50赫兹。
[0138]
传统重复控制器在不仅在谐振频率附近幅值较大，且在低频区呈现出对低频信号的比例放大特性。其谐振处幅值急剧变化，容易造成nyquist曲线接近临界点，增大系统的敏感度函数，尤其针对负载突变类扰动，其低频段的放大特性造成其动态响应过于剧烈，稳
定时间长，且会出现较大超调。为此，本实施例引入如下fal函数：
[0139][0140]
上式中，ε为输入，α为0-1之间的常数，越小非线性程度越大，δ为决定函数线性度区间长度的常数。为改善附加重复控制器后引起的系统动态响应问题，本实施例选取δ＝0.4，α＝0.6。
[0141]
改进重复控制器表达式如下：
[0142][0143][0144]
上式中，z-n
为延迟参数，n为1时表示单位延迟算子，q(z)为稳定系数，一般设计为0.95，k
rc
为用于调整输出大小的开环增益，zk为相位调节参数，k为用于调整输出相位的延迟补偿系数，通过调整k可以调整输出的相位，fs为pwm的开关频率，f
dbase
为6次谐波干扰的频率。为方便说明，本实施例取fs＝15khz，f
dbase
＝300hz。
[0145]
由此，d轴改进电流控制器的控制律设计如下：
[0146][0147]
d轴改进电流控制器的结构如图1所示，其解耦方式省去了传统耦合项中涉及的各种电机参数，实现了更高的参数鲁棒性，更快的动态响应，同时并联的改进重复控制器为其提供了高频谐波抑制的能力，且在动态过程中，改进控制器能够抑制快速变化的输入，避免造成超调。
[0148]
因转矩只与d轴控制绕组电流相关，因此只需为q轴设计电流环自抗扰控制器即可，其设计原理与d周相同，结构如图2所示，控制律为：
[0149][0150]
3、基于转速环模型，将控制绕组d轴电流状态变量以外的项均视为干扰，利用线性扩张状态观测器进行观测后前馈补偿，实现转矩突变后的快速动态响应。
[0151]
令x
1_speed
＝ωr，x
2_speed
＝fw，则可列写状态方程如下：
[0152][0153]
y＝cx
[0154]
其中，x＝[x
1_speed x
2_speed
]
t
，c＝[1 0]，
[0155]
设计线性扩张状态观测器leso：
[0156][0157][0158]
其中，z＝[z
1_speed z
2_speed
]
t
，l＝[β
1 β2]
t
，z
1_speed
、z
2_speed
分别为x
1_speed
、x
2_speed
的估计值，参数选择采用带宽法：
[0159]
β1＝2ω0[0160][0161]kp
＝ω0/5
[0162]
因此设计如下转速环自抗扰控制器的控制率：
[0163][0164]
转速环自抗扰控制器的结构如图3所示，电机系统内部和外部的扰动都能被leso进行补偿，提高了动态响应速度。
[0165]
4、基于如下无功表达式、根据q轴功率电流反馈，设计如图4所示的pi控制器控制控制绕组q轴电流实现无功为0控制：
[0166][0167]
pi控制器表达式如下：
[0168][0169]
其中，s为拉普拉斯算子。
[0170]
最终构建出如图5所示的无刷双馈电机矢量控制结构图。
[0171]
5、通过微控制器设定无刷双馈电机的转子机械参考转速和负载转矩，对无刷双馈电机采用无功功率为0控制，即设定功率绕组q轴电流为0。
[0172]
6、通过安装在无刷双馈电机上的位置编码器获得电机的转子角速度ωr；通过电流传感器分别获得功率绕组三相电流i
pabc
与控制绕组的三相电流i
cabc
，并通过坐标变换将其变换为功率绕组的d轴电流i
pd
、功率绕组的q轴电流i
pq
、控制绕组的d轴电流i
cd
、控制绕组的q轴电流i
cq
。
[0173]
7、对于d轴改进电流控制器，将控制绕组的d轴电流i
cd
以及该控制器的输出u输入至线性扩张状态观测器中，得到控制绕组的d轴观测电流z
1_d
与d轴干扰估计值z
2_d
；对于q轴电流环自抗扰控制器，将控制绕组的q轴电流i
cq
以及该控制器的输出u输入至线性扩张状态观测器中，得到控制绕组的q轴观测电流z
1_q
与q轴干扰估计值z
2_q
；对于转速环自抗扰控制器，将转子角速度ωr以及该控制器的输出u
*
输入至线性扩张状态观测器中，得到转子角速度观测值z
1_speed
与转速环干扰估计值z
2_speed
。
[0174]
8、将转子的理想角速度转子角速度观测值z
1_speed
、转速环干扰估计值z
2_speed
带入转速环自抗扰控制器的控制律中，得到控制绕组的d轴理想电流将功率绕组的q轴
理想电流值0与其反馈值相减后带入无功pi控制器得到控制绕组q轴理想电流
[0175]
9、将控制绕组的d轴理想电流d轴观测电流z
1_d
与d轴干扰估计值z
2_d
带入d轴改进电流控制器的控制律中，得到控制绕组的d轴理想电压将控制绕组的q轴参考电流控制绕组的q轴观测电流z
1_q
与q轴干扰估计值z
2_q
带入q轴电流环自抗扰控制器的控制律中，得到控制绕组的q轴理想电压
[0176]
10、将控制绕组的d轴理想电流q轴理想电压通过坐标变换后输入至矢量调制模块，生成6路开关信号以控制逆变器开关，逆变器输出连接在无刷双馈电机控制绕组上，驱动电机正常工作。
[0177]
为验证本发明所提控制方法的有效性和优越性，进行如下实验：
[0178]
(1)断开转速环与功率环，设置控制绕组电流指令为2a，分别采用传统pi控制方法与本发明所采用的改进电流控制器进行电流跟踪实验，考察电流环响应性能。两种方法得到的电流稳态波形图以及傅里叶分析结果如图6-图9所示。
[0179]
通过对比图6-图9可知，传统pi控制方法的电流中含有大量谐波，傅里叶分析后确定为6k(k为正整数)次谐波；而本发明则可以使电流谐波大幅削减。
[0180]
(2)断开转速环与功率环，设置控制绕组电流指令为分别采用传统pi控制方法、普通重复控制器与本发明所采用的改进电流控制器进行电流跟踪实验，考察各自的电流环响应性能。三种方法的电流指令跟踪波形图分别如图10-12所示。
[0181]
由图10-12可以看出，传统pi控制方法控制电流中含有大量谐波；普通重复控制器虽可以削减一定谐波，但对于电流指令突变，会产生振荡；本发明采用的改进电流控制器则不仅可以抑制谐波，并且能准确无超调跟踪电流指令。因此可知，本发明极大的提高了电流环控制精度。