基于多端能源路由器的蓄电池组维护系统

1.本发明涉及蓄电池组维护技术领域，具体涉及基于多端能源路由器的蓄电池组维护系统。


背景技术：

2.目前铅蓄电池是世界上用量最大、应用最为广泛的蓄电池之一，2020年国内铅蓄电池产量为22736万kvah，同比增长12.28％，预计2022年中国铅蓄电池产量23655kvah，再此基础上电厂对控制器(直流屏)的蓄电池组的维护以三个月为一次维护周期进行补充充电以及全核对性充放电，但采用的放电方式是以对地放电与电池放电仪放电为主(负载放电)，造成资源浪费，一个100万千瓦发电厂在进行一次对铅蓄电池组维护过程中会浪费18000ah的电量，中国100万千瓦的发电厂共有1106个，这些发电厂一年所浪费的电能等于30000个人一年所消耗的电能。
3.因此，本技术针对于蓄电池组的维护过程造成的资源浪费，提出了基于多端能源路由器的电池组维护系统。


技术实现要素：

4.本发明的目的是提供基于多端能源路由器的蓄电池组维护系统，以解决背景技术中不足。
5.为了实现上述目的，本发明提供如下技术方案：基于多端能源路由器的蓄电池组维护系统，包括控制模块、a/d采样模块和指示灯按键模块；
6.所述控制模块包括dsp数字信号处理器、保护电路、驱动电路、整流电路以及dc-dc buck电路；
7.a/d采样模块采集交流转直流，通过dc-dc buck电路直流斩波生成的固定电压以及降压电流形成闭环，通过运算放大器放大电路信号后，传输给dsp数字信号处理器，dsp数字信号处理器发送pwm以及给驱动电路，使整流电路中的整流逆变开关管开始工作，指示灯按键模块通过gpio接口与dsp数字信号处理器连接，显示器通过i2c总线与dsp数字信号处理器连接，形成输入输出。
8.优选的，所述dsp数字信号处理器产生svpwm到驱动电路，驱动电路控制mosfet管的通断，整流输出经过低通滤波器将svpwm波形变换成稳定正弦波电压，通过电容将mosfet关断过程产生的尖峰电压吸收，限制电压。
9.优选的，所述整流电路的负载为带反电动势的阻感负载，当晶闸管触发角α＝0
°
时，对于共阴极组的3个晶闸管，阳极所接交流电压值最高的一个导通，而对于共阳极组的3个晶闸管，则是阴极所接交流电压值最低的一个导通，使任意时刻共阳极组和共阴极组中各有1个晶闸管处于导通状态。
10.优选的，当晶闸管触发角α＝0
°
时，各晶闸管均在自然换相点处换相，各自然换相点既是相电压的交点，同时也是线电压的交点；
11.在相电压波形中，以变压器二次侧的中点n为参考点，共阴极组晶闸管导通时，整流输出电压ud1为相电压在正半周的包络线，共阳极组导通时，整流输出电压ud2为相电压在负半周的包络线，总的整流输出电压ud＝ud1－ud2是两条包络线间的差值，将其对应到线电压波形上，为线电压在正半周的包络线；
12.在线电压波形中，共阴极组中处于通态的晶闸管对应的最大相电压，共阳极组中处于通态的晶闸管对应的是最小相电压，输出整流电压ud为最大相电压减去最小相电压，输出整流电压ud波形为线电压在正半周的包络线。
13.优选的，所述dc-dc buck电路升压为boost电路；
14.所述boost电路包括开关管vq、电感l、输入滤波电容cs、输出滤波电容c、二极管vd和负载r；
15.(1)当控制端的输入信号为高电平时，开关管vq导通短路，输入电压给电感l充电，随着时间的增加输入电流增大，二极管vd反向截止断路，电容c向负载r放电，随着时间的增加，电容c两端的输出电压减小；
16.(2)当控制端的输入信号为低电平时，开关管vq截止断路，电感l两端电压的极性反向变化，vd导通，电感l放电，随着时间的增加输入电流减小，输入电压和电感l上的电压叠加为电容c充电，同时给负载r供电，随着时间的增加，电容c两端的输出电压增加；
17.通过给开关管vq输入pwm控制脉冲，vq的开关状态不断变化，重复步骤(1)、(2)使电路的输出电压高于输入电压。
18.优选的，所述dc-dc buck电路降压为buck电路；
19.buck电路包括二极管、三极管q1、储能电感l1、电容c1和负载r1；
20.当pwm波为高电平时，三极管q1导通，储能电感l1被充磁，流经储能电感l1的电流线性增加，同时给电容c1充电，给负载r1提供能量；
21.当pwm波为低电平时，三极管q1关闭，储能电感l1通过续流二极管放电，储能电感l1电流线性减少，输出电压靠输出滤波电容c1放电以及减小的电感电流维持。
22.优选的，所述低通滤波器的处理逻辑为：
23.a、当输入信号vin中频率低于转折频率fx的信号加到电路中时，电容c不进行分流，低频信号经负载r输出；
24.b、当输入信号vin中频率高于转折频率fx时，通过负载r的高频信号通过电容c分流到地而无输出，rc低通滤波器的转折频率fx计算公式为：fx＝1/2πrc。
25.优选的，所述dsp数字信号处理器通过pwm控制电压矢量的作用时间，最终合成所需的电压矢量；
26.以布尔数qi(i＝1，2，3)表示三相桥臂的开关状态，q＝1时，表示i相上桥臂功率管打开，下桥臂功率管关断；
27.q＝0时，用d-q变换将三相输出的瞬时电压转化到两相静止坐标。
28.在上述技术方案中，本发明提供的技术效果和优点：
29.1、本发明基于多端口能源路由器作为能量转移的载体，使维护蓄电池组的过程中让目标蓄电池组向电网中传递能量，进行目标蓄电池组的全放电过程，并由储能电池组与电网向目标蓄电池组进行全满充过程，有效避免了控制器(直流屏)的电池组维护过程中造成损害等问题。
30.2、本发明在传输方式上，采用了dc/ad隔离型三相逆变技术与dc/dc隔离型调压技术，使其可以适用于多个领域，且在电路中采用了低功耗器件，大大降低了传输过程中的能量损耗，提高了能量传输效率。
31.3、本发明实现电能的重复利用，实现绿色可持续发展，在现在的电厂或者社区电站的直流屏维护过程中，会浪费掉很多的电能，那么通过我们团队所研发的多端口能源路由器设备，其中的电池逆变器功能可以将维护时原本损失的电能重新输回至电网系统或者储存在储能电池中供二次使用，减少不必要的能源浪费。
32.4、本发明与5g新时代技术结合，物联网操作更加便捷，多端口能源路由器优化了操作方式，可以实现通过基于5g技术下的低延时性地实现远程操作，响应速度也十分的快速，进一步提升了设备工作的效率以及人员操作的安全性、便捷性，能够更加高效的工作。
33.5、本发明对于电能的转化率更高，大幅降低电能的损失，相较于社会上其他的厂商的电池逆变器功能的设备，维护系统实现了电能的高效转化，进一步提升了电能的利用率和降低了电能的损失率，后期还会通过继续优化，实现更高效率的能量转化，尽可能地减少损失。
附图说明
34.为了更清楚地说明本技术实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。
35.图1为本发明的系统框图。
36.图2为本发明中整流电路图。
37.图3为本发明中整流电路的框架图。
38.图4为本发明中反电动势α＝0
°
时的波形图。
39.图5为本发明中反电动势α＝30
°
时的波形图。
40.图6为本发明中反电动势α＝90
°
时的波形图。
41.图7为本发明中boost电路的拓扑结构示意图。
42.图8为本发明中boost电路vq导通时的等效电路图。
43.图9为本发明中boost电路vq截止时的等效电路图。
44.图10为本发明中boost电路工作波形图。
45.图11为本发明中buck电路原理图。
46.图12为本发明中三相例图。
47.图13为本发明中基本空间矢量和pwm三相输出波形图。
48.图14为本发明中clark变换和park变换示意图之一。
49.图15为本发明中clark变换和park变换示意图之二。
50.图16为本发明中三相输出波形图。
51.图17为本发明中的系统测试数据图。
52.图18为本发明中系统主控电路图。
53.图19为本发明中过压保护电路图。
54.图20为本发明中主控板pcb的结构示意图。
具体实施方式
55.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
56.需要说明的是，当元件被称为“固定于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。
57.实施例1
58.请参阅图1所示，本实施例所述基于多端能源路由器的蓄电池组维护系统，包括控制模块、a/d采样模块和指示灯按键模块。
59.其中，
60.控制模块包括dsp数字信号处理器、保护电路、驱动电路、整流电路以及dc-dc buck电路；
61.使维护蓄电池组的过程中让目标蓄电池组向电网中传递能量，进行目标蓄电池组的全放电过程，并由储能电池组与电网向目标蓄电池组进行全满充过程，这个过程是对电池组的一个补电过程，提高电池组的容量，有效避免控制器(直流屏)的电池组维护过程中造成损害等问题，在一般地维护过程中对电池组的电压电流控制少，有时候会导致电池组过冲与过放的现象；
62.在进行交流转直流，直流斩波等过程保护电路，可以缓解外部输入对系统的冲击，由a/d采样模块采集交流转直流，通过dc-dc buck电路直流斩波生成的固定电压以及降压电流形成闭环，通过运算放大器op27传输给dsp数字信号处理器，dsp数字信号处理器发送pwm以及给驱动电路，使整流电路中的整流逆变开关管开始工作，实现电路功能，指示灯按键模块是直接通过gpio接口与dsp数字信号处理器连接，显示器通过i2c总线与dsp数字信号处理器连接，形成输入输出。
63.dsp数字信号处理器产生svpwm到驱动电路，驱动电路控制mosfet管的通断，整流输出经过低通滤波器将svpwm波形变换成较稳定的正弦波电压，在此电路中存在布线电感，在开关器件关断的过程中容易出现过尖峰电压，严重时会损坏开关器件，因此需要设置保护电路来吸收尖峰电压，通过电容可将mosfet关断过程产生的尖峰电压吸收，从而将电压限制在安全范围内，同时可以减少开关损耗。
64.控制模块包括dsp数字信号处理器或三十二位微处理器stm32；
65.(1)dsp数字信号处理器：传统基于dsp的整流控制的设计在计算的复杂度和软件的灵活性上有优势，算法与采集处理方面相对来说灵活，支持高速主频和多路ad/da转换，支持输出多路svpwm，管脚复用情况相对较少；
66.(2)三十二位微处理器stm32：基于stm32的整流器的并行特点使其适合产生svpwm，上手难度很低，但是设计难度较高，需要考虑过多的管脚复用的情况，并且主频固定不可控，若采用高速主频的stm32，成本相对较高，控制方式复杂繁琐；
67.因此，本技术中，优选dsp数字信号处理器作为控制模块。
68.dsp数字信号处理器的pwm控制包括：
69.(1)采用比较器对正弦波和三角波进行比较得到pwm波，然后送入驱动电路放大再驱动mosfet。但该方案受运放参数影响较大，调试不变；
70.(2)运用dsptms320f28335产生svpwm且加强表现svpwm的独立性，使得每个svpwm模块都可以有两路svpwm输出组成，增强了容错性。该方案实现简单，有较强的抗干扰能力；
71.综上所述，本技术中，dsp数字信号处理器的pwm控制选用方案(2)。
72.驱动模块包括hcnw3120光耦驱动搭建驱动电路以及分立元器件搭建驱动电路；
73.(1)hcnw3120光耦驱动搭建驱动电路：驱动光耦配合外围dc/dc电路模块完成，该方法优点是系统的集成度高，有良好的过载和短路保护功能；
74.(2)分立元器件搭建驱动电路：电路中选用高速开关管8050和8550，其反应速度可以达到微秒级，可以避免信号在传输过程中的累加延迟，有利于减少输出波形的失真度。但电路较复杂化，需要额外搭建保护电路。
75.综上所述，本技术中，优选hcnw3120光耦驱动搭建驱动电路作为驱动模块。
76.本技术的优势在于：技术资源丰富，设备安全可靠，节能环保。
77.实施例2
78.请参阅图2和图3所示，整流电路的负载为带反电动势的阻感负载，假设将电路中的晶闸管换作二极管，这种情况也就相当于晶闸管触发角α＝0
°
时的情况，此时，对于共阴极组的3个晶闸管，阳极所接交流电压值最高的一个导通，而对于共阳极组的3个晶闸管，则是阴极所接交流电压值最低(或者说负得最多)的一个导通。这样，任意时刻共阳极组和共阴极组中各有1个晶闸管处于导通状态，施加于负载上的电压为某一线电压，电路工作波形如图4所示；
79.α＝0
°
时，各晶闸管均在自然换相点处换相，由图4中变压器二绕组相电压与线电压波形的对应关系看出，各自然换相点既是相电压的交点，同时也是线电压的交点；
80.在分析ud的波形时，既可从相电压波形分析，也可以从线电压波形分析；
81.从相电压波形看，以变压器二次侧的中点n为参考点，共阴极组晶闸管导通时，整流输出电压ud1为相电压在正半周的包络线；
82.共阳极组导通时，整流输出电压ud2为相电压在负半周的包络线，总的整流输出电压ud＝ud1－ud2是两条包络线间的差值，将其对应到线电压波形上，即为线电压在正半周的包络线。
83.直接从线电压波形看，由于共阴极组中处于通态的晶闸管对应的最大(正得最多)的相电压，而共阳极组中处于通态的晶闸管对应的是最小(负得最多)的相电压，输出整流电压ud为这两个相电压相减，是线电压中最大的一个，因此输出整流电压ud波形为线电压在正半周的包络线。
84.由于负载端接得有电感且电感的阻值趋于无穷大，电感对电流变化有抗拒作用，流过电感器件的电流变化时，在其两端产生感应电动势li，它的极性事阻止电流变化的。
85.当电流增加时，它的极性阻止电流增加，当电流减小时，它的极性反过来阻止电流减小。
86.电感的这种作用使得电流波形变得平直，电感无穷大时趋于一条平直的直线。
87.为了说明各晶闸管的工作的情况，将波形中的一个周期等分为6段，每段为60
°
，每一段中导通的晶闸管及输出整流电压的情况如表1所示：
[0088][0089]
表1
[0090]
由表1可见，6个晶闸管的导通顺序为vt1－vt2－vt3－vt4－vt5－vt6。
[0091]
图5示出了，α＝30
°
时的波形，从ωt1角开始把一个周期等分为6段，每段为60
°
与α＝0
°
时的情况相比，一周期中ud波形仍由6段线电压构成，每一段导通晶闸管的编号等仍符合表1的规律。
[0092]
区别在于，晶闸管起始导通时刻推迟了30
°
组成ud的每一段线电压因此推迟30
°
，ud平均值降低。
[0093]
晶闸管电压波形也相应发生变化如图5所示，同时给出了变压器二次侧a相电流ia的波形，该波形的特点是，在vt1处于通态的120
°
期间，ia为正，由于大电感的作用，ia波形的形状近似为一条直线，在vt4处于通态的120
°
期间，ia波形的形状也近似为一条直线，但为负值。
[0094]
由以上分析可知，当α≤60
°
时，ud波形均连续，对于带大电感的反电动势。
[0095]
id波形由于电感的作用为一条平滑的直线并且也连续，当α＞60
°
时，如α＝90
°
时电阻负载情况下的工作波形如图6所示，ud平均值继续降低，由于电感的存在延迟了vt的关断时刻，使得ud的值出现负值，当电感足够大时，ud中正负面积基本相等，ud平均值近似为零。这说明带阻感的反电动势的三相桥式全控整流电路的α角的移相范围为90
°
。
[0096]
实施例3
[0097]
请参阅图7所示，dc/dc升压为boost电路，boost电路又称为升压斩波电路(boostchopper)，是一种典型的直流变换电路。
[0098]
boost电路由开关管vq、电感l、输入滤波电容cs、输出滤波电容c、二极管vd和负载r组成。
[0099]
其中开关管vq的控制端需要输入驱动信号来控制其导通和截止，工程应用中驱动信号通常采用pwm的方式来实现。
[0100]
当控制端的输入信号为高电平时，此时开关管vq导通，相当于短路，其等效电路如图8所示；
[0101]
通过电路可以看出，此时输入电压给电感l充电，需要注意这时电感两端电压的极性为左正右负，并且随着时间的增加，电感上的电流(即输入电流)不断增大；
[0102]
此时二极管vd反向截止，相当于断路，而此时的电容c向负载r放电，随着时间的增加，电容c两端的电压(即输出电压)在不断减小。
[0103]
当控制端的输入信号为低电平时，此时开关管vq截止，相当于断路，其等效电路如图9所示；
[0104]
此时电感l两端电压的极性变为右正左负，使得vd导通，电感放电，且随着时间的增加，电感上的电流(即输入电流)不断减小，这时输入电压和电感l上的电压叠加起来，一起给电容c充电，同时给负载r供电；
[0105]
随着时间的增加，电容c两端的电压(即输出电压)在不断增加。
[0106]
通过给开关管输入pwm控制脉冲，vq的开关状态不断变化，重复着上述过程，最终使得电路的输出电压高于输入电压，boost电路的工作波形如图10所示。
[0107]
请参阅图11所示，dc-dc降压部分采取buck降压电路，其输出电压低于输入电压。输入电流为脉动的，输出电流为连续的；
[0108]
其中q1为pwm波控制的三极管，当pwm波为高电平时，q1导通，储能电感l1被充磁，流经电感的电流线性增加，同时给电容c1充电，给负载r1提供能量；
[0109]
当pwm波为低电平时，q1关闭，储能电感l1通过续流二极管放电，电感电流线性减少，输出电压靠输出滤波电容c1放电以及减小的电感电流维持。
[0110]
实施例4
[0111]
滤波电路是对波进行过滤的电路，是一种让某一频带内信号通过，同时又阻止这一频带外信号通过的电路。
[0112]
滤波电路的设计在整流器的输出中含有整流器开关频率和开关频率整数倍附近的谐波，如果不滤除这些高频谐波，将会给电路带来谐波污染。因此本设计选择rc滤波电路。
[0113]
整流全桥输出的是200khz的svpwm方波，基波为工频50hz，还含有低次和高次谐波，其中幅值最大的是200khz的谐波。
[0114]
在实际应用中，忽略电感对负载的分压作用及电容对负载的分流作用，并考虑变压器的电感，经计算及实验调整后，取r＝200ω，c＝1uf/50v。
[0115]
电路中采取低通滤波，其电感阻止高频信号通过而允许低频信号通过，电容的特性却相反。信号能够通过电感的滤波器、或者通过电容连接到地的滤波器对于低频信号的衰减要比高频信号小，称为低通滤波器。
[0116]
低通滤波器利用电容通高频阻低频、电感通低频阻高频的原理。对于需要截止的高频，利用电容吸收电感、阻碍的方法不使它通过；对于需要放行的低频，利用电容高阻、电感低阻的特点让它通过。
[0117]
低通滤波器的作用是让低于转折频率fx的低频段信号通过，而将高于转折频率fx的信号去掉。
[0118]
低通滤波器的工作原理如下：
[0119]
当输入信号vin中频率低于转折频率fx的信号加到电路中时，由于c的容抗很大而无分流作用，所以这一低频信号经r输出；
[0120]
当vin中频率高于转折频率fx时，因c的容抗已很小，故通过r的高频信号由c分流到地而无输出，达到低通的目的，rc低通滤波器的转折频率fx计算公式为：fx＝1/2πrc，本实施例中，低通滤波器除这种rc电路外，还可以是lc等电路形式。
[0121]
请参阅图12所示，综补装置功率单元采用三相两电平全桥拓扑。3个桥臂分别输出三相电压ua，ub，uc。空间矢量法(svpwm)将功率单元和电网看作一个整体，将变换器的开关模式生成的电压基本矢量对应起来，并通过pwm方式控制电压矢量的作用时间，最终合成所需的电压矢量。
[0122]
请参阅图13所示，以布尔数qi(i＝1，2，3)表示三相桥臂的开关状态，q＝1时，表示i相上桥臂功率管打开，下桥臂功率管关断；
[0123]
q＝0时，相反，用d-q变换将三相输出的瞬时电压转化到两相静止坐标。
[0124]
实施例5
[0125]
本技术在矢量控制系统中，磁场定向控制(foc)是仿效直流电动机的控制模式，将交流电动机三相交流电流，经过clark和park变换，变换成与电动机转矩方向相同的直流电流ifx和与电动机转子磁链方向相同的直流电流f一从而实现了交流电动机转矩控制和磁场控制的充分解耦，clark和park变换是磁场定向控制中主要的变换，对其实现的精度高低及变换速度的快慢，直接影响矢量控制变频器的性能。
[0126]
定子三相电流ia、ib和ic经过线性组合后，定义为定子电流空间矢量is。
[0127]
请参阅图14和图15所示，在a、β坐标系中，ia是is，在a轴上的分量，iβ是is，在β轴上的分量，在d、q坐标中，isd是is在d轴上的分量，isq是is在q轴上的分量，其中is为以a轴为参考轴的空间矢量，定义为：is＝k(ia+aib+a^2(ic))，i为a轴上的单位矢量，a为b轴上的单位矢量，a^2为c轴上的单位矢量，k为任意的比例系数，k＝2/3，以下介绍clarke和park变换的实现过程：
[0128]
设三相交流系统各相电压为：
[0129][0130]
式中，ua，ub，uc指abc三相电压的瞬时值，vm指相电压基波幅值，ua+ub+uc＝0；
[0131]
ua＝vmcosωt＝v
α
[0132][0133][0134][0135]
找到一个矩阵p使
[0136][0137]
表达式包括：
[0138][0139]
其中的和都是经验值，如果用的话后面的park需要补偿，直接采取就可以。
[0140]
由clark变换推出park变换：
[0141][0142][0143]
由上式可得：
[0144][0145]
两式相加可得：
[0146]
ud＝uacosα+u
β
sinα
[0147][0148]
两式相减可得：
[0149]
uq＝uasinα-u
β
cosα
[0150]
通过上式可得：
[0151][0152]
请参阅图16所示，本技术采用dsp控制方案，能更好的实现均流和任意比例电流输出，达到较好的效果。
[0153]
f28335dsp集成了dsp和微控制器的长处，如dsp的主要特征、单周期乘法运算，f28335能够在一个周期内完成32x32位的乘法累加运算，或两个16x16位乘法累加运算，而同样32位的普通单片机则需要4个周期以上才能完成；
[0154]
拥有完成64位的数据处理能力，从使该处理器能够实现更高精度的处理任务；
[0155]
快速的中断响应使f28335能够保护关键的寄存器以及快速(更小的中断延时)地响应外部步事件；
[0156]
f28335有8级带有流水线存储器访问的流水线保护机制，因此，f28335高速运行时不需要大容截的快速存储器。
[0157]
专门的分支转(branchlook-ahead)硬件减少了条件指令执行的反应时间，条件存储操作更进一步提高了f28335的性能，其能大大实现产品的可靠性。
[0158]
实施例6
[0159]
本实施例中，对维护系统的测试方案包括以下步骤：
[0160]
(1)制作电流电压采样电路并上电测试，通过确定的恒流源对采样板进行校准，误差标定与正负0.1％以内。
[0161]
(2)制作驱动板三相全桥整流电路并上电测试，通过不控整流确定mos管等硬件结构正常，波形如图17所示，再通过控制电压环外环为开环，电流环内环闭环来测定电流环pi控制系数，测定完成后再将电压环闭环测控电压环。
[0162]
(3)制作dc-dc buck整流电路，将通过ac-dc放大后的直流端电压再进行缩放，再通过pi控制器使直流侧电压稳定于36v。
[0163]
(4)开始拼接电路板并制作交互系统和保护系统，进一步提高作品完整性。
[0164]
结果分析由数据表明，当交流输入的线电压为28v，电流为2a时，输出的电压为36v，并且电流在0.1a到2a范围内变化时，负载调整率满足题中所给条件，当变化电压在23v～33v之间，并且固定电流为2a时，电压调整率满足ba-5590/u电池组充电过程，基本实现所有功能，产品预定目标。
[0165]
上述实施例，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或其他任意组合来实现。当使用软件实现时，上述实施例可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令或计算机程序。在计算机上加载或执行所述计算机指令或计算机程序时，全部或部分地产生按照本技术实施例所述的流程或功能。所述计算机可以为通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。所述计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集合的服务器、数据中心等数据存储设备。所述可用介质可以是磁性介质(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，dvd)、或者半导体介质。半导体介质可以是固态硬盘。
[0166]
应理解，本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，a和/或b，可以表示：单独存在a，同时存在a和b，单独存在b这三种情况，其中a，b可以是单数或者复数。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系，但也可能表示的是一种“和/或”的关系，具体可参考前后文进行理解。
[0167]
本技术中，“至少一个”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指的这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b，或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，a-b，a-c，b-c，或a-b-c，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
[0168]
应理解，在本技术的各种实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本技术实施例的实施
过程构成任何限定。
[0169]
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本技术的范围。
[0170]
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
[0171]
在本技术所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
[0172]
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
[0173]
另外，在本技术各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
[0174]
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本技术的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本技术各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：u盘、移动硬盘、只读存储器(read
‑°
nlymem
°
ry，r
°
m)、随机存取存储器(rand
°
maccessmem
°
[0175]
ry，ram)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
[0176]
以上所述，仅为本技术的具体实施方式，但本技术的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本技术揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本技术的保护范围之内。因此，本技术的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。。