双向逆变电路和双向逆变器的制作方法

1.本技术属于电力电子技术领域，尤其涉及一种双向逆变电路和双向逆变器。


背景技术：

2.双向逆变电路用于实现双向直流-交流（dc/ac）的电能变换，主要由双向dc/ac变换电路构成，双向dc/ac电路拓扑通常使用双向全桥逆变电路。由于其使用四个功率开关管及其体二极管，一般也称作双向h4拓扑，具有电路结构简单，调制方法成熟等优点，目前已广泛应用于工业与民用双向逆变器中。
3.双向h4拓扑采用传统双极性高频正弦波脉宽调制（spwm）方式时，四个功率开关管均工作于高频硬开关状态，开关功耗较大，尤其其体二极管反向恢复功耗较大，导致转换效率较低。为了提高转换效率，也可使用单极性或混合调制方法，但会造成较高共模干扰和较高漏电流。


技术实现要素：

4.本技术的目的在于提供一种双向逆变电路和双向逆变器，旨在解决传统的双向逆变电路存在的开关功耗较大的问题。
5.本技术实施例的第一方面提出了一双向逆变电路，包括正直流母线、负直流母线、m个双向开关网络以及m条交流母线，m≥2；所述m个双向开关网络包括m1个第一类双向开关网络、m2个第二类双向开关网络以及m3个第三类双向开关网络，所述第一类双向开关网络包括反相耦合变压器、滤波电感以及多个开关桥臂，所述第二类双向开关网络包括滤波电感和开关桥臂，所述第三类双向开关网络包括开关桥臂，m1+m2+m3=m，m1≥1；在每个所述第一类双向开关网络中，所述开关桥臂的直流正端和直流负端分别与所述正直流母线和所述负直流母线一一对应连接，每个所述开关桥臂的桥臂中点分别与所述反相耦合变压器的一个绕组连接，所述反相耦合变压器的中点与所述滤波电感的第一端连接，所述滤波电感的第二端与一条所述交流母线连接；若m2≥1，在每个所述第二类双向开关网络中，所述开关桥臂的直流正端、直流负端以及桥臂中点分别与所述正直流母线、所述负直流母线以及所述滤波电感的第一端一一对应连接，所述滤波电感的第二端与一条所述交流母线连接；若m3≥1，在每个所述第三类双向开关网络中，所述开关桥臂的直流正端、直流负端以及桥臂中点分别与所述正直流母线、所述负直流母线以及一条所述交流母线一一对应连接。
6.可选地，所述双向逆变电路还包括：控制器，所述控制器分别与所述正直流母线、所述负直流母线、所述交流母线和所述m个双向开关网络对应连接，所述控制器，用于根据驱动指令及所述正直流母线、所述负直流母线和所述交流母线的电采样信号输出对应大小的驱动电压至各所述开关桥臂，以驱
动所述m个双向开关网络进行整流变换或者交流变换，以及对应输出预设大小的交流信号或者直流信号。
7.可选地，所述控制器包括：第一电压采样单元，所述第一电压采样单元与正直流母线连接并对所述正直流母线进行电压采样，生成第一电压采样信号；第二电压采样单元，所述第二电压采样单元与所述交流母线连接并对所述交流母线进行电压采样，生成第二电压采样信号；电流采样单元，所述电流采样单元与所述交流母线连接并对所述交流母线进行电流采样，生成电流采样信号；第一比较单元，所述第一比较单元分别与所述第一电压采样单元和所述电流采样单元连接，所述第一比较单元，用于对所述第一电压采样信号和第一参考电压信号进行比较，并根据比较结果和所述电流采样信号生成第一反馈信号；第二比较单元，所述第二比较单元分别与所述第二电压采样单元和所述电流采样单元连接，所述第二比较单元，用于对所述第二电压采样信号和第二参考电压信号进行比较，并根据比较结果和所述电流采样信号生成第二反馈信号；选通单元，所述选通单元分别与所述第一比较单元和所述第二比较单元连接，用于根据驱动指令、所述第一反馈信号和所述第二反馈信号生成控制信号；逻辑运算与发波单元，所述逻辑运算与发波单元与所述选通单元连接，所述逻辑运算与发波单元，用于根据所述控制信号生成pwm驱动信号；驱动单元，所述驱动单元分别与所述逻辑运算与发波单元和每个所述双向开关网络的开关桥臂连接，所述驱动单元，用于根据所述pwm驱动信号生成对应大小的驱动电压至各所述开关桥臂，以驱动所述双向开关网络进行整流变换或者交流变换，以及对应输出预设大小的交流信号或者直流信号。
8.可选地，当m1≥3时，m1个滤波电感分别与一所述交流母线连接，每一所述滤波电感还与一所述反相耦合变压器的中点连接；或者，m1个所述滤波电感分成若干组分别与一所述交流母线连接，每一组包括至少一个所述滤波电感且与同一所述交流母线连接，每一所述滤波电感还与一所述反相耦合变压器的中点连接。
9.可选地，所述第二类双向开关网络或者所述第三类双向开关网络中，所述开关桥臂包括两个串联连接的绝缘栅双极型晶体管以及两个分别与一所述绝缘栅双极型晶体管反向并联的体二极管；两个所述绝缘栅双极型晶体管串联连接后并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，两个所述绝缘栅双极型晶体管的连接节点与一所述交流母线连接；或者，两个所述绝缘栅双极型晶体管串联连接后并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，两个所述绝缘栅双极型晶体管的连接节点与所述滤波电感的第一端连接，所述滤波电感的第二端与一所述交流母线连接。
10.可选地，所述第二类双向开关网络或者所述第三类双向开关网络中，所述开关桥臂包括两个串联连接的滤波电容；两个所述滤波电容串联连接后并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，两
个所述滤波电容的连接节点与一所述交流母线连接；或者，两个所述滤波电容串联连接后并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，两个所述滤波电容的连接节点与所述滤波电感的第一端连接，所述滤波电感的第二端与一所述交流母线连接。
11.可选地，所述滤波电感为所述反相耦合变压器的等效漏感。
12.可选地，当m1≥2时；每两个所述第一类双向开关网络的所述滤波电感的第一端之间并接有用于续流的续流开关；所述续流开关包括串联连接的第一续流开关管和第二续流开关管以及两个分别与所述第一续流开关管和所述第二续流开关管反向并联的第三体二极管。
13.可选地，所述第一类双向开关网络中，开关桥臂的上下桥臂接收到的驱动信号呈相反电平且设置有预设大小的死区时间，以及所述开关桥臂的导通条件为：d》0.5且ф《（1-d），或者，d《0.5且ф《d；其中，d表示各所述开关桥臂的上桥臂或者下桥臂的工作占空比，ф表示各所述开关桥臂之间的工作相位差，且工作相位差大于各所述开关桥臂的死区时间。
14.本技术实施例的第二方面提出了一种双向逆变器，包括如上所述的双向逆变电路。
15.本技术实施例与现有技术相比存在的有益效果是：上述的双向逆变电路通过采用反相耦合变压器进行双向电源转换时，开关桥臂可实现形成电流环路，使得开关桥臂的对应功率开关管在导通之前，其体二极管先导通，从而降低对应功率开关管的体二极管的反向恢复功耗，实现零电压软开关，降低功率开关管的开关功耗，同时，反相耦合变压器的中点可实现多电平输出，从而进一步降低功率开关管的开关功耗。
附图说明
16.图1为本技术实施例提供的双向逆变电路的第一种结构示意图；图2为图1所示的双向逆变电路中第一类双向开关网络的第一种结构示意图；图3为图1所示的双向逆变电路中第二类双向开关网络的结构示意图；图4为图1所示的双向逆变电路中第三类双向开关网络的结构示意图；图5为图1所示的双向逆变电路中第一类双向开关网络的第二种结构示意图；图6为本技术实施例提供的双向逆变电路的第二种结构示意图；图7为本技术实施例提供的双向逆变电路的第三种结构示意图；图8为本技术实施例提供的双向逆变电路的第四种结构示意图；图9为本技术实施例提供的双向逆变电路的波形示意图；图10为本技术实施例提供的双向逆变电路的第五种结构示意图；图11为本技术实施例提供的双向逆变电路的第六种结构示意图；图12为本技术实施例提供的双向逆变电路的第七种结构示意图；图13为本技术实施例提供的双向逆变电路的第八种结构示意图。
具体实施方式
17.为了使本技术所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
18.此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本技术的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
19.本技术实施例的第一方面提出了一双向逆变电路，用于实现直流端至交流端的逆变转换以及交流端至直流端的整流转换。
20.其中，如图1所示，图1为本技术实施例提供的双向逆变电路的第一种结构示意图，本实施例中，双向逆变电路包括正直流母线a、负直流母线b、m个双向开关网络10以及m条交流母线c，m≥2，正直流母线a和负直流母线b用于输入输出直流电源vdc，m条交流母线c用于输入输出多相交流电源，例如两相交流电源vac或者三相交流电源va、vb、vc等，具体交流电源类型不限。
21.每一双向开关网络10连接于正直流母线a、负直流母线b和一交流母线c之间，用于接收对应驱动电压实现直流电源与该相交流电源的双向电源转换。
22.如图1所示，双向逆变电路还包括直流滤波电容单元20和m个交流滤波电容单元30，用于实现直流电源和交流电源的滤波工作，直流滤波电容单元20连接于正直流母线a和负直流母线b之间，每两条交流母线c之间连接一个交流滤波电容单元30，或者每条交流母线c与零线之间连接有一交流滤波电容单元30，交流滤波电容单元30的具体方式根据实际交流输出设置，直流滤波电容单元20包括第一滤波电容cdc，交流滤波电容单元包括第二滤波电容cf。
23.其中，如图2至图4所示，m个双向开关网络10可选择设置三类不同的双向开关网络10，m个双向开关网络10包括至少一个第一类双向开关网络11，即m个双向开关网络10包括m1个第一类双向开关网络11、m2个第二类双向开关网络12以及m3个第三类双向开关网络13，第一类双向开关网络11包括反相耦合变压器t、滤波电感l以及多个开关桥臂1，第二类双向开关网络12包括滤波电感l和开关桥臂1，第三类双向开关网络13包括开关桥臂1，m1+m2+m3=m，m1≥1，即第一类双向开关网络11中，至少包括两个开关桥臂1，例如第一开关桥臂101和第二开关桥臂102。
24.在每个第一类双向开关网络11中，开关桥臂1的直流正端和直流负端分别与正直流母线a和负直流母线b一一对应连接，每个开关桥臂1的桥臂中点分别与反相耦合变压器t的一个绕组连接，反相耦合变压器t的中点与滤波电感l的第一端连接，滤波电感l的第二端与一条交流母线c连接，即多个开关桥臂1分组分别与反相耦合变压器t的多个绕组连接，每一组至少包括一个开关桥臂1，当每一组包括多个开关桥臂1时，多个开关桥臂1并联连接反相耦合变压器t的绕组，从而构成多相非交错并联双向逆变电路。
25.各双向开关网络10可同时设置为第一类双向开关网络11，或者选择其中若干个双向开关网络10设置为第一类双向开关网络11，剩余双向开关网络10可选择设置为第二类双向开关网络12或者第三类双向开关网络13，即若m2≥1，在每个第二类双向开关网络12中，
开关桥臂1的直流正端、直流负端以及桥臂中点分别与正直流母线a、负直流母线b以及滤波电感l的第一端一一对应连接，滤波电感l的第二端与一条交流母线c连接。
26.以及若m3≥1，在每个第三类双向开关网络13中，开关桥臂1的直流正端、直流负端以及桥臂中点分别与正直流母线a、负直流母线b以及一条交流母线c一一对应连接。m个双向开关网络10可以由不同电路结构灵活组合，从而提高双向逆变电路的适应性。
27.可选地，双向开关网络10中的滤波电感l也可以是反相耦合变压器t的等效漏感，如图5所示，对应地，第一类双向开关网络11中可以包括：多个开关桥臂1和反相耦合变压器t，这样可以减小双向逆变电路的体积。
28.其中，开关桥臂1可以由功率开关管构成，该功率开关管可以是高频开关管，或者是工频开关管。功率开关管具体可以采用全控型功率半导体器件，如金属氧化物场效应晶体管（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，mosfet）、绝缘栅双极型晶体管（igbt），也可使用第三代半导体宽禁带（wbg）功率器件，如碳化硅（sic）、氮化镓（gan）mosfet等。
29.可选地，如图1所示，双向逆变电路还包括：控制器40，控制器40分别与正直流母线a、负直流母线b、交流母线c和m个双向开关网络10对应连接，控制器40，用于根据驱动指令及正直流母线a、负直流母线b和交流母线c的电采样信号输出对应大小的驱动电压至各开关桥臂1，以驱动m个双向开关网络10进行整流变换或者交流变换，以及对应输出预设大小的交流信号或者直流信号。
30.其中，第一类双向开关网络11的各开关桥臂1接收控制器40输出的驱动电压进行双向逆变转换，从直流电源向交流电源路径为：直流电源vdc经过直流滤波电容单元20滤波，并经过至少两个双向开关网络10内部的开关桥臂1进行电能变换，输出两个高频方波，两个高频方波输出分别经过反相耦合变压器t的两个绕组后进入滤波电感l，再经过交流滤波电容单元30后提供正弦波给交流电源。
31.控制器40经过内部逻辑处理和控制后，输出适当的驱动电压给开关桥臂1内部功率开关管以spwm高频开关工作，最终提供稳定的交流正弦波电压或电流给交流电源vac。反过来，从交流电源向直流电源的功率流向（整流）路径及其工作原理与其相似，这里不再赘述。因此，该双向逆变电路可以实现双向电能变换。
32.控制器40判定输入条件和负载状况，通过采样交直流输出电压和/或电流来控制功率开关管的高频开关工作，从而实现闭环工作过程。控制器40既可使用分立电子元器件搭建，也可设计和使用专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机（mcu）、数字信号处理器（dsp）或可编程逻辑器件（fpga/cpld）等。双向逆变电路既可采用分立器件方式或集成方式，也可统一集成进控制器40中而构成大规模混合集成电路，这种高集成度控制器40设计能够进一步减小双向逆变器体积。
33.可选地，如图6所示，控制器40包括：第一电压采样单元41，第一电压采样单元41与正直流母线a连接并对正直流母线a进行电压采样，生成第一电压采样信号；第二电压采样单元42，第二电压采样单元42与交流母线c连接并对交流母线c进行电压采样，生成第二电压采样信号；电流采样单元43，电流采样单元43与交流母线c连接并对交流母线c进行电流采
样，生成电流采样信号；第一比较单元44，第一比较单元44分别与第一电压采样单元41和电流采样单元43连接，第一比较单元44，用于对第一电压采样信号和第一参考电压信号进行比较，并根据比较结果和电流采样信号生成第一反馈信号；第二比较单元45，第二比较单元45分别与第二电压采样单元42和电流采样单元43连接，第二比较单元45，用于对第二电压采样信号和第二参考电压信号进行比较，并根据比较结果和电流采样信号生成第二反馈信号；选通单元u7，选通单元u7分别与第一比较单元44和第二比较单元45连接，用于根据驱动指令、第一反馈信号和第二反馈信号生成控制信号；逻辑运算与发波单元u8，逻辑运算与发波单元u8与选通单元u7连接，逻辑运算与发波单元u8，用于根据控制信号生成pwm驱动信号；驱动单元u9，驱动单元u9分别与逻辑运算与发波单元u8和每个双向开关网络10的开关桥臂1连接，驱动单元u9，用于根据pwm驱动信号生成对应大小的驱动电压至各开关桥臂1，以驱动双向开关网络10进行整流变换或者交流变换，以及对应输出预设大小的交流信号或者直流信号。
34.其中，第一电压采样单元41由第一电阻r1和第二电阻r2构成，通过电阻分压对正直流母线a的电压进行采样，生成的第一电压采样信号输出至第一比较单元44，第一比较单元44由第一光耦u2、第一电流源is1、直流参考电压源vr1、第一电压误差放大器u1、第一电流误差放大器u3构成，第一电压采样信号输入至第一电压误差放大器u1的反相输入端，直流参考电压源vr1与第一电压误差放大器u1的正相输入端连接，第一电压误差放大器u1的输出端与第一光耦u2的原边二极管的负极，第一光耦u2的正端连接至内部电压源（图未示出），第一光耦u2的副边三极管的发射极接地，其集电极连接至第一电流源is1和第一电流误差放大器u3的正相输入端，可选地，交直流侧可以共用同一个电流采样信号，电流采样单元43可选择使用电流传感器、电流互感器或电阻等。电流采样信号输出至第一电流误差放大器u3的反相输入端，第一电流误差放大器u3的输出端连接至选通单元u7的第一输入端。
35.第二电压采样单元42由第三电阻r3和第四电阻r4构成，第三电阻r3和第四电阻r4采样交流侧电压，生成第二电压采样信号，第二比较单元45由交流参考电压源vr2、第二电压误差放大器u4、第二电流误差放大器u6、第二光耦u5和第二电流源is2构成，第二电压采样信号输出至第二电压误差放大器u4的反相输入端，第二电压误差放大器u4的正相输入端连接交流参考电压源vr2，第二电压误差放大器u4的输出端连接至第二光耦u5的原边二极管的负端，其正端连接至内部电压源（图未示出），第二光耦u5的副边三极管的发射极接地，其集电极连接至第二电流源is2和第二电流误差放大器u6的正相输入端。电流采样信号输出至第二电流误差放大器u6的反相输入端，第二电流误差放大器u6的输出端接至选通单元u7第二输入端，选通单元u7的输出端接至逻辑运算与发波单元u8的输入端，逻辑运算与发波单元u8的输出端连接驱动单元u9的输入端，驱动单元u9的输出端连接各开关桥臂1的功率开关管。
36.选通单元u7一方面接受控制指令以决定交直流侧功率流向，另一方面检测交直流侧电压幅值以确定工作模式，驱动单元u9的输入端接至逻辑运算与发波单元u8输出端，从而产生pwm驱动信号，pwm驱动信号再经过驱动单元u9生成多路驱动电压输出至开关桥臂1
的功率开关管。
37.控制器40通过相应电流内环比例积分（pi）补偿设计，可以采用平均电流模式或峰值电流模式控制，从而提高其动态响应性能。需要说明的是，控制器40中电压误差放大器和电流误差放大器可以采用二阶或多阶pi补偿或其他智能控制方式。可选地，控制器40也可采用其他类型控制方式，如准谐振控制，单周期控制，电流连续导通模式（ccm），电流断续模式（dcm），电流临界导通模式（crm）等，并不影响其电气性能和效果。
38.为了进一步降低开关功耗，每个第一类双向开关网络11中的开关桥臂1可以采用非交错并联技术实现软开关。可选地，第一类双向开关网络11中，开关桥臂1的上下桥臂接收到的驱动信号呈相反电平且设置有预设大小的死区时间，以及开关桥臂1的导通条件为：d》0.5且ф《（1-d），或者，d《0.5且ф《d；其中，d表示各开关桥臂1的上桥臂或者下桥臂的工作占空比，ф表示各开关桥臂1之间的工作相位差，且工作相位差大于各开关桥臂1的死区时间。
39.控制器40可以采用上述调制方式确保功率开关管实现零电压软开关，从而减小甚至消除开关功耗，达到更高的转换效率，对应地，双向逆变电路可以工作于更高开关频率下，从而减小电感、电容等无源器件体积，同时降低其成本。
40.同时，采用上述调制方式可实现反相耦合变压器t的中点的多电平输出，减小滤波电感l的电感量，减小输出谐波、提高电能质量，并进一步降低功率开关管开关功耗。
41.双向开关网络可扩展至两相或者多相，例如，如图6所示，包括两个第一类双向开关网络11，或者如图7所示，可选地，包括三个第一类双向开关网络11，分别与一交流母线c连接，逆变转换时，输出两相交流电源vac或者三相交流电源va、vb、vc。
42.同时，反相耦合变压器t的绕组个数和桥臂个数，可设置至少两个，例如如图7所示，每一反相耦合变压器t包括两个绕组，每一绕组与一开关桥臂1的桥臂中点连接，或者如图8所示，每一反相耦合变压器t包括三个绕组，每一绕组与一开关桥臂1的桥臂中点连接。
43.下面结合具体的电路说明双向逆变电路的工作原理。
44.如图6所示，每一双向开关网络10包括第一开关桥臂和第二开关桥臂，各开关桥臂1包括两个串联连接的功率开关管以及两个分别与功率开关管q1反向并联的体二极管，分别构成上桥臂和下桥臂，两个功率开关管串联连接后并接于正直流母线a和负直流母线b之间，两个功率开关管的连接节点与反相耦合变压器t的绕组连接。
45.例如，第一功率开关管q1和第二功率开关管q2以及与第一功率开关管q1和第二功率开关管q2连接的第一体二极管d1至d2构成的第一开关桥臂，第三功率开关管q3和第四功率开关管q4以及与第三功率开关管q3和第四功率开关管q4连接的第一体二极管d3至d4构成的第二开关桥臂，第一开关桥臂、第二开关桥臂、第一反相耦合变压器t1和第一滤波电感l1构成第一个双向开关网络10，第一开关桥臂和第二开关桥臂构成两相非交错并联。
46.第五功率开关管q5和第六功率开关管q6以及与第五功率开关管q5和第六功率开关管q6连接的第一体二极管d5至d6构成的第三开关桥臂1，第七功率开关管q7和第八功率开关管q8以及与第七功率开关管q7和第八功率开关管q8连接的第一体二极管d7至d8构成的第四开关桥臂1，第三开关桥臂1、第四开关桥臂1、第二反相耦合变压器t2和第二滤波电感l2构成第二个双向开关网络10，第三开关桥臂1和第四开关桥臂1构成两相非交错并联。
47.第九功率开关管q9和第十功率开关管q10以及与第九功率开关管q9和第十功率开
关管q10连接的第一体二极管d9至d10构成的第五开关桥臂1，第十一功率开关管q11和第十二功率开关管q12以及与第十一功率开关管q11和第十二功率开关管q12连接的第一体二极管d11至d12构成的第六开关桥臂1，第五开关桥臂1、第六开关桥臂1、第三反相耦合变压器t和第三滤波电感l构成第三个双向开关网络10，第五开关桥臂1和第六开关桥臂1构成两相非交错并联。
48.在逆变工作模式下，第一功率开关管q1、第三功率开关管q3工作于高频正弦波脉宽调制（spwm）方式，第二功率开关管q2、第四功率开关管q4的驱动电压分别与第一功率开关管q1、第三功率开关管q3相反，且第一功率开关管q1和第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4的驱动电压之间留有一定死区时间。
49.以及第五功率开关管q5、第七功率开关管q7工作于高频正弦波脉宽调制（spwm）方式，第六功率开关管q6、第八功率开关管q8的驱动电压分别与第五功率开关管q5、第七功率开关管q7相反，且第五功率开关管q5和第六功率开关管q6、第七功率开关管q7和第八功率开关管q8的驱动电压之间留有一定死区时间。
50.第九功率开关管q9、第十一功率开关管q11工作于高频正弦波脉宽调制（spwm）方式，第十功率开关管q10、第十二功率开关管q12的驱动电压分别与第九功率开关管q9、第十一功率开关管q11相反，且第九功率开关管q9和第十功率开关管q10、第十一功率开关管q11和第十二功率开关管q12的驱动电压之间留有一定死区时间。
51.下面以逆变工作模式下第一个双向开关网络10为例说明双向逆变电路软开关的工作原理：假设第一功率开关管q1和第三功率开关管q3的工作占空比d》0.5，图8示出了几个主要的工作波形图，其中，a表示双向开关网络10中第一开关桥臂的桥臂中点，b表示第二开关桥臂的桥臂中点，m表示第一反相耦合变压器t1的中点，o表示直流电源负极或地，v
mo
表示m到o点的电压，v
am
表示图6中第一个双向开关网络10的开关桥臂1的桥臂中点a到第一反相耦合变压器t1的中点m之间的电压，v
bm
表示图5中第一个双向开关网络10的开关桥臂1的桥臂中点b到第一反相耦合变压器t1的中点m之间的电压。
52.如图9所示，从上至下分别为：第一功率开关管q1~第四功率开关管q4的驱动电压vgs，v
mo
、v
am
、v
bm
以及流过第一反相耦合变压器t1原边、副边绕组的电流i1、i2的工作波形，电流正方向参考图6所示。
53.第一功率开关管q1和第四功率开关管q4共同导通时，v
mo
=1/2*vdc，v
am
=1/2*vdc，v
bm
=-1/2*vdc，i1线性上升，i2线性下降。
54.第一功率开关管q1和第三功率开关管q3共同导通时，v
mo
=vdc，v
am
=0，v
bm=
0，由于漏感影响，i1继续略为上升，i2反向略为上升。
55.第三功率开关管q3和第二功率开关管q2共同导通时，v
mo
=1/2*vdc，v
am
=-1/2*vdc，v
bm
=1/2*vdc，i1线性下降，i2线性上升。
56.第二功率开关管q2和第四功率开关管q4共同导通时，v
mo
=0，v
am
=0，v
bm
=0，由于漏感影响，i1反向略为下降，i2继续略为下降。
57.第一功率开关管q1和第三功率开关管q3开通之前i1、i2均为负值，因此二者可以实现零电压（zvs）开通；第二功率开关管q2和第四功率开关管q4开通之前i1、i2均为正值，因此二者也可实现零电压（zvs）开通。同时第一功率开关管q1至第四功率开关管q4关断之
后i1、i2的绝对值为线性下降，可以减小甚至消除其体二极管的反向恢复功耗。另外，利用第一功率开关管q1至第四功率开关管q4的漏源极之间的寄生电容，或者各自外并小电容，第一功率开关管q1至第四功率开关管q4可以近似实现零电压关断。
58.第二个双向开关网络10和第三个双向开关网络10的工作原理与其完全相同，这里不再赘述。第一功率开关管q1和第三功率开关管q3的工作占空比d《0.5时，工作原理与其基本相似，这里不再赘述。
59.反过来，整流工作模式下，第二功率开关管q2、第四功率开关管q4工作于高频脉冲宽度调制（pwm）方式，第一功率开关管q1、第三功率开关管q3为同步整流工作，第一功率开关管q1、第三功率开关管q3的驱动电压分别与第二功率开关管q2、第四功率开关管q4相反，但第一功率开关管q1和第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4的驱动电压之间留有一定死区时间，同时第五功率开关管q5、第六功率开关管q6为仍然工频开关。其工作原理与逆变工作模式相似，这里不再赘述。
60.本方案中，通过产生幅值适当的环流，实现功率开关管零电压软开关，并降低其体二极管反向恢复功耗，并不限定其控制方式。由于环流幅值较小，因此不会造成过大的环流功耗。
61.综上，双向逆变电路采用移相交错相位ф≠360
°
/n的调制方法时，高频功率开关管q1~q8或者q1~q12均可实现零电压软开关，并降低其体二极管反向恢复功耗，从而减小甚至消除开关功耗，可以达到更高的转换效率。
62.由于开关功耗较低，双向逆变电路可工作于更高开关频率下，从而减小电感、电容等无源器件体积，同时降低其成本。通过观察v
mo
波形可以发现，第一反相耦合变压器t1的中点为三电平输出，并且结合第二个双向开关网络10，两者总的变压器中点为五电平输出。多电平工作可以减小滤波电感l的电感量，并减小输出谐波，提高电能质量，可以进一步降低功率开关管开关功耗，减小电感体积并降低成本。功率开关管和变压器两个绕组并联工作，各自分担电流，热量分布比较均衡。工作占空比为0.5时，两相电流和热量能够达到均分，从而提高双向逆变电路和双向逆变器的运行可靠性。
63.双向开关网络10、开关桥臂1可以扩展至多相非交错并联、串联形式电路结构，从而达到更高功率等级。
64.m个双向开关网络10中可设置对应数量的第一类双向开关网络11、第二类双向开关网络12和第三双向开关网络10，同时，第二双向开关网络10和第三双向开关网络10的开关桥臂1可选择对应的功率开关管。
65.可选地，当m1≥3时，如图7所示，m1个滤波电感l分别与一交流母线c连接，每一滤波电感l还与一反相耦合变压器t的中点连接，逆变转换时，输出三相交流电源va、vb、vc。
66.或者，m1个滤波电感l分成若干组分别与一交流母线c连接，每一组包括至少一个滤波电感l且与同一所述交流母线c连接，每一滤波电感l还与一反相耦合变压器t的中点连接。
67.如图10所示，假设第一类双向开关网络包括四个，第一个双向开关网络中，第一开关桥臂包含第一功率开关管q1、第二功率开关管q2，第一功率开关管q1与第二功率开关管q2串联；第二开关桥臂包含第三功率开关管q3、第四功率开关管q4，第三功率开关管q3与第四功率开关管q4串联。第一开关桥臂的桥臂中点与反相耦合变压器t1的第一个绕组连接，
第二开关桥臂的桥臂中点与反相耦合变压器t1的第二个绕组连接，反相耦合变压器t1与滤波电感l1的第一端连接，第一开关桥臂和第二开关桥臂构成两相非交错并联。
68.第二个双向开关网络中，第一开关桥臂包含第五功率开关管q5、第六功率开关管q6，第五功率开关管q5与第六功率开关管q6串联；第二开关桥臂包含第七功率开关管q7、第八功率开关管q8，第七功率开关管q7与第八功率开关管q8串联。第一开关桥臂的桥臂中点与反相耦合变压器t2的第一个绕组连接，第二开关桥臂的桥臂中点与反相耦合变压器t2的第二个绕组连接，反相耦合变压器t2与滤波电感l2的第一端连接，第一开关桥臂和第二开关桥臂构成两相非交错并联。
69.第三个双向开关网络中，第一开关桥臂包含第九功率开关管q9、第十功率开关管q10，第九功率开关管q9与第十功率开关管q10串联；第二开关桥臂包含第十一功率开关管q11、第十二功率开关管q12，第十一功率开关管q11与第十二功率开关管q12串联。第一开关桥臂的桥臂中点与反相耦合变压器t3的第一个绕组连接，第二开关桥臂的桥臂中点与反相耦合变压器t3的第二个绕组连接，反相耦合变压器t3与滤波电感l3的第一端连接，第一开关桥臂和第二开关桥臂构成两相非交错并联。
70.第四个双向开关网络中，第一开关桥臂包含第十三功率开关管q13、第十四功率开关管q14，第十三功率开关管q13与第十四功率开关管q14串联；第二开关桥臂包含第十五功率开关管q15、第十六功率开关管q16，第十五功率开关管q15与第十六功率开关管q16串联。第一开关桥臂的桥臂中点与反相耦合变压器t4的第一个绕组连接，第二开关桥臂的桥臂中点与反相耦合变压器t4的第二个绕组连接，反相耦合变压器t4与滤波电感l4的第一端连接，第一开关桥臂和第二开关桥臂构成两相非交错并联。
71.滤波电感l2的第二端与滤波电感l1的第二端连接，滤波电感l4的第二端与滤波电感l3的第二端连接；滤波电感l1的第二端与滤波电感l3的第二端分别连接第二滤波电容cf的两端；交流电源vac并联在第二滤波电容cf的两端。
72.新增的第二个双向开关网络和第四个双向开关网络与图6中第一个双向开关网络和第二个双向开关网络的连接方式类似，此处不再赘述。另外，四双向开关网络的工作原理与实施例一的工作原理相类似，此处也不再赘述。四双向开关网络的电路结构能够达到更高功率等级。
73.如图11所示，可选地，第二个双向开关网络10中，选择为第二类双向开关网络12或者第三类双向开关网络13，开关桥臂1包括两个串联连接的绝缘栅双极型晶体管q17和q18以及两个分别与一绝缘栅双极型晶体管q17和q18反向并联的体二极管d17和d18；两个绝缘栅双极型晶体管q17和q18串联连接后并接于正直流母线a和负直流母线b之间，两个绝缘栅双极型晶体管q17和q18的连接节点与一交流母线c连接；或者，两个绝缘栅双极型晶体管q17和q18串联连接后并接于正直流母线a和负直流母线b之间，两个绝缘栅双极型晶体管q17和q18的连接节点与滤波电感l的第一端连接，滤波电感l的第二端与一交流母线c连接。
74.其中，功率开关管改用两个绝缘栅双极型晶体管（igbt）q17、q18及其体二极管d17和d18。q17、q18使用igbt后，该开关桥臂1采用单极性控制方式，而q1~q4仍然采用双极性控制方式。由于igbt成本比mosfet更低，从而进一步降低双向逆变电路及双向逆变器的成本。软开关工作原理及其调制方法与图6~9基本相似，这里不再赘述。可选地，igbt桥臂q17和
q18的连接中点可以增加一个滤波电感l，所使用的电路结构即为图3。可选地，使用5中反相耦合变压器t或耦合电感方式。
75.可选地，如图12所示，第二类双向开关网络12或者第三类双向开关网络13中，开关桥臂1包括两个串联连接的滤波电容cd1和cd2；两个滤波电容cd1和cd2串联连接后并接于正直流母线a和负直流母线b之间，两个滤波电容cd1和cd2的连接节点与一交流母线c连接；或者，两个滤波电容cd1和cd2串联连接后并接于正直流母线a和负直流母线b之间，两个滤波电容cd1和cd2的连接节点与滤波电感l的第一端连接，滤波电感l的第二端与一交流母线c连接。
76.本实施例中，将图6中的第二个双向开关网络10中由功率开关管q5~q8构成的开关桥臂1而改用两个分压电容cd1、cd2，或者直流滤波电容cdc分成两个，如图10所示，q1~q4仍然采用双极性控制方式。由于电容成本比mosfet低很多，从而进一步降低双向逆变电路和双向逆变器的成本。软开关工作原理及其调制方法与图6~9基本相似，这里不再赘述。可选地，滤波电容cd1和cd2的连接节点可以增加一个滤波电感l。可选地，所使用的电路结构即为图3。可选地，使用5中反相耦合变压器t或耦合电感方式。
77.可选地，如图13所示，当m1≥2时；每两个第一类双向开关网络11的滤波电感l的第一端之间并接有用于续流的续流开关；续流开关包括串联连接的第一续流开关管q19和第二续流开关管q20以及两个分别与第一续流开关管q19和第二续流开关管q20反向并联的第三体二极管19和d20。
78.本实施例中，增加续流开关后，部分工作原理类似双向heric逆变电路，可以减小双向逆变电路的共模干扰及漏电流，并且同样会形成多电平工作，多电平工作能够降低滤波电感l的电感量，从而进一步减小双向逆变电路和双向逆变器的体积并降低成本。软开关工作原理及其调制方法与图6~7基本相似，这里不再赘述。需要说明的是，类似双向heric逆变电路，既可使用图示由q19、q20背靠背串联构成的双向开关，也可使用其他类型的双向开关。
79.需要说明的是，以上各实施例均针对单一的两相非交错并联软开关双向逆变电路，实际上这些双向逆变电路的双向开关网络、开关桥臂也可扩展至多相非交错并联软开关双向逆变电路或串联形式电路结构，从而达到更高功率等级。
80.本技术实施例与现有技术相比存在的有益效果是：上述的双向逆变电路通过采用反相耦合变压器t进行双向电源转换时，开关桥臂1可实现形成电流环路，使得开关桥臂1的对应功率开关管在导通之前，其体二极管先导通，从而降低对应功率开关管的体二极管的反向恢复功耗，实现零电压软开关，降低功率开关管的开关功耗，同时，反相耦合变压器t的中点可实现多电平输出，从而进一步降低功率开关管的开关功耗。
81.本技术还提出一种双向逆变器，该双向逆变器包括双向逆变电路，该双向逆变电路的具体结构参照上述实施例，由于本双向逆变器采用了上述所有实施例的全部技术方案，因此至少具有上述实施例的技术方案所带来的所有有益效果，在此不再一一赘述。
82.以上所述实施例仅用以说明本技术的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本技术进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各
实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本技术各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本技术的保护范围之内。