变压器电路、隔离式开关电源及充电器的制作方法

1.本实用新型涉及变压器技术领域，具体涉及一种变压器电路、隔离式开关电源及充电器。


背景技术：

2.随着大功率小体积充电器的普及，传统的dcm模式(discontinuous conduction mode，断续导通模式)已经很难做到高功率密度，就需要充电器工作在ccm模式(continuous conduction mode，连续导通模式)。充电器通常包括变压器电路，变压器电路可以包括主绕组、次级绕组及辅助绕组，主绕组能够供高压输入，次级绕组能够输出电压而带动负载，辅助绕组能够用来消除变压器的三次谐波及提供变压器保护用的电压源及信号。次级绕组的两端通常与具有mos管的整流滤波电路连接，当充电器工作在ccm模式时，容易导致mos管电压尖峰甚至超出安全规格。因此，有必要提供一种能够有效减小或消除电压尖峰的变压器电路。


技术实现要素：

3.本实用新型的主要目的是提供一种能够减小或消除次级电压尖峰的变压器电路及隔离式开关电源。
4.为实现上述目的，本实用新型实施例提出一种变压器电路，包括，
5.主绕组电路，所述主绕组电路包括主绕组、第一mos管、第二mos管及第一电容，所述主绕组的第一端通过所述第一电容与所述第一mos管的第一极连接，所述主绕组的第二端与所述第一mos管的第二极、所述第二mos管的第一极连接，所述第二mos管的第二极与第一接地端连接，所述第一mos管的控制极和所述第二mos管的控制极能够接收开关控制信号；
6.次级绕组电路，包括次级绕组及整流滤波电路，所述次级绕组的第三端和第四端与所述整流滤波电路连接；及，
7.辅助绕组电路，所述辅助绕组电路包括辅助绕组、二极管、第一电阻及第二电容，所述辅助绕组的第五端与所述二极管的正极连接，所述第一电阻的第一端与所述二极管的负极连接，所述第一电阻的第二端与所述第二电容的第一端连接，所述第二电容的第二端及所述辅助绕组的第六端均与所述第一接地端连接。
8.在一些实施例中，所述第一mos管是n型mos管，所述第一mos管的第一极是漏极，所述第一mos管的第二极是源极，所述第一mos管的控制极是栅极。
9.在一些实施例中，所述第二mos管是n型mos管，所述第二mos管的第一极是漏极，所述第二mos管的第二极是源极，所述第二mos管的控制极是栅极。
10.在一些实施例中，所述辅助绕组位于所述主绕组和所述次级绕组之间，且所述辅助绕组紧贴所述主绕组。
11.在一些实施例中，所述整流滤波电路包括：
12.第三mos管，所述第三mos管的第二极与所述次级绕组的第三端连接；
13.电解电容，所述电解电容的正极与所述第三mos管的第一极连接，所述电解电容的负极、所述次级绕组的第四端均与第二接地端连接；
14.电阻，所述电阻的第一端与所述第三mos管的第一极连接，所述电阻的第二端与所述第二接地端连接。
15.在一些实施例中，所述第三mos管是n型mos管，所述第三mos管的第一极是漏极，所述第三mos管的第二极是源极，所述第三mos管的控制极是栅极。
16.本实用新型实施例还提供一种隔离式开关电源，包括变压器、开关控制电路及驱动控制电路，所述变压器包括：
17.主绕组电路，所述主绕组电路包括主绕组、第一mos管、第二mos管及第一电容，所述主绕组的第一端通过所述第一电容与所述第一mos管的第一极连接，所述主绕组的第二端与所述第一mos管的第二极、所述第二mos管的第一极连接，所述第二mos管的第二极与第一接地端连接，所述第一mos管的控制极及所述第二mos管的控制极分别与其对应的所述开关控制电路连接；
18.次级绕组电路，包括次级绕组及整流滤波电路，所述次级绕组的第三端和第四端与所述整流滤波电路连接；及，
19.辅助绕组电路，所述辅助绕组电路包括辅助绕组、二极管、第一电阻及第二电容，所述辅助绕组的第五端与所述二极管的正极连接，所述第一电阻的第一端与所述二极管的负极连接，所述第一电阻的第二端与所述第二电容的第一端连接，所述第二电容的第二端及所述辅助绕组的第六端均与所述第一接地端连接。
20.在一些实施例中，所述整流滤波电路包括：
21.第三mos管，所述第三mos管的第二极与所述次级绕组的第三端连接，所述第三mos管的控制极与所述驱动控制电路连接；
22.电解电容，所述电解电容的正极与所述第三mos管的第一极连接，所述电解电容的负极、所述次级绕组的第四端均与第二接地端连接；
23.电阻，所述电阻的第一端与所述第三mos管的第一极连接，所述电阻的第二端与所述第二接地端连接。
24.在一些实施例中，所述第一mos管、所述第二mos管及所述第三mos管均是n型mos管，所述第一极是n型mos管的漏极，所述第二极是源极，所述控制极是栅极。
25.本实用新型实施例还提供一种充电器，包括所述的变压器电路。
26.本实用新型技术方案中，在变压器辅助绕组电路的第二电容和二极管之间设置电阻，从而能够增大辅助绕组所在回路的阻抗，减小回路电流，进而减小第二mos管两端电压vds的变化率，从而有效减小次级绕组电路第三mos管的寄生二极管的电压尖峰；由于能够减小次级电压尖峰，所以能够选择耐压性能相对较低的mos管，从而能够有效节省成本。
附图说明
27.为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提
下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
28.图1是本实施例变压器电路的电路原理示意图(不含第一电阻)；
29.图2是图1的等效电路示意图；
30.图3是图2省掉辅助绕组漏电感后的示意图；
31.图4是本实施例的第一mos管和第二mos管的开关控制时序图，其中，横坐标表示时间，dr-q2表示第二mos管的开关时序图，dr-q1表示第一mos管的开关时序图，q2-vds表示第二mos管两端的电压vds的变化示意图；
32.图5是本实施例的第二mos管两端电压vds的变化示意图；
33.图6是本实施例变压器电路的电路原理示意图；
34.图7是图6的等效电路示意图；
35.图8是图7中第二mos管两端电压vds的变化示意图。
具体实施方式
36.下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
37.需要说明，本实用新型实施例中所有方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后
……
)仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
38.另外，在本实用新型中如涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本实用新型的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
39.在本实用新型中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”、“固定”等应做广义理解，例如，“固定”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。
40.另外，本实用新型各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本实用新型要求的保护范围之内。
41.如图1所示，变压器电路包括主绕组电路、次级绕组电路及辅助绕组电路。主绕组电路和辅助绕组电路可以设于变压器的原边，主绕组电路能够接收输入电压。次级绕组电路可以设于变压器的副边，次级绕组电路向负载提供输出电压。主绕组电路包括主绕组ta、第一电容cr、第一mos管q1和第二mos管q2。第一电容cr的第一端与主绕组ta的第一端连接，第一电容cr的第二端与第一mos管q1的第一极d连接，第一mos管q1的第二极s与主绕组ta的第二端连接，第二mos管q2的第一极d与主绕组ta的第二端连接，第二mos管q2的第二极s与第一接地端pgnd连接，第一接地端pgnd可以接地，即，第一电容cr和第一mos管q1串联在主
绕组ta的第一端和第二端之间，第二mos管q2设于主绕组ta的第二端和第一接地端pgnd之间。
42.次级绕组电路包括次级绕组tb、第三mos管q3、电解电容co及电阻r。第三mos管q3的第二极s与次级绕组tb的第三端连接，次级绕组tb的第四端与第二接地端gnd连接，第二接地端gnd可以接地。电解电容co的正极与第三mos管q3的第一极d连接，电解电容co的负极与第二接地端gnd连接。电阻r的第一端与第三mos管q3的第一极d连接，电阻r的第二端与第二接地端gnd连接，即，电解电容co和电阻r并联在第三mos管q3的第一极d和第二接地端gnd之间。次级绕组tb的第四端和主绕组ta的第一端可以是同名端。次级绕组tb的第三端和主绕组ta的第二端可以是同名端。
43.辅助绕组电路包括辅助绕组tc、二极管d1及第二电容ca，辅助绕组tc的第五端与二极管d1的正极连接，二极管d1的负极与第二电容ca的第一端连接，第二电容ca的第二端及辅助绕组tc的第六端均与第一接地端pgnd连接，即，二极管d1和第二电容ca串联在辅助绕组tc的第五端和第六端之间。
44.第一mos管q1、第二mos管q2和第三mos管q3可以均是n型mos管，其第一极d是漏极，其第二极s是源极，其控制极g是栅极。
45.如图2所示，其为图1所示的变压器电路的等效电路。该等效电路包括励磁电感lm、主绕组漏电感lkp、次级绕组漏电感lks、辅助绕组漏电感lka、第一电容cr、第一mos管q1、第二mos管q2、等效电解电容co’、等效电阻r’、二极管d1及第二电容ca。主绕组漏电感lkp、第一电容cr及第一mos管q1顺次串联在励磁电感lm的第一端和第二端之间，其中，主绕组漏电感lkp的第一端与励磁电感lm的第一端连接在第一节点p，主绕组漏电感lkp的第二端与第一电容cr的第一端连接，第一电容cr的第二端与第一mos管q1的第一极d连接，第一mos管q1的第二极s与励磁电感lm的第二端连接在第二节点q。第二mos管q2的第一极d与第二节点q连接，第二mos管q2的第二极s与第一接地端pgnd连接。第一mos管q1可以具有寄生二极管，该寄生二极管的正极与第一mos管q1的第二极s连接，该寄生二极管的负极与第一mos管q1的第一极d连接。第二mos管q2可以具有寄生二极管，该寄生二极管的正极与第二mos管q2的第二极s连接，该寄生二极管的负极与第二mos管q2的第一极d连接。
46.等效电解电容co’和等效电阻r’并联后再与次级绕组漏电感lks、第三mos管q3串联在第一节点p和第二节点q之间，也即串联在励磁电感lm的第一端和第二端之间。其中，等效电解电容co’的负极与第一节点p连接，等效电解电容co’的正极与次级绕组漏电感lks的第一端连接，次级绕组漏电感lks的第二端与第三mos管q3的第一极d连接，第三mos管q3的第二极s与第二节点q连接；等效电阻r’的第一端与第一节点p连接，等效电阻r’的第二端与次级绕组漏电感lks的第一端连接。第三mos管q3可以具有寄生二极管，该寄生二极管的正极与第三mos管q3的第二极s连接，该寄生二极管的负极与第三mos管q3的第一极d连接。
47.二极管d1、辅助绕组漏电感lka和第二电容ca串联在第一节点p和第二节点q之间。其中，二极管d1的正极与第二节点q连接，二极管d1的负极与辅助绕组漏电感lka的第一端连接，辅助绕组漏电感lka的第二端与第二电容ca的第一端连接，第二电容ca的第二端与第一节点p连接。
48.由于辅助绕组tc与主绕组ta都属于变压器的原边，在绕制的时候辅助绕组tc紧贴主绕组ta，所以辅助绕组漏电感lka很小，并且远远小于次级绕组漏电感lks，所以可以忽略
辅助绕组漏电感lka而得到如图3所示的等效电路。
49.如图4所示，其为第一mos管q1和第二mos管q2的开关控制时序图。dr-q1表示第一mos管q1的开关控制时序图，dr-q2表示第二mos管q2的驱动开关控制时序图，q2-vds表示第二mos管q2两端电压vds的变化示意图。
50.如图3及图4所示，在t0时刻，第一mos管q1和第二mos管q2均关断，主绕组漏电感lkp通过第一mos管q1的寄生二极管和该第一mos管q1给第一电容cr充电，在该过程中，电流经主绕组漏电感lkp、励磁电感lm和第一mos管q1流入第一电容cr，实现对第一电容cr的充电，其中，在第一mos管q1关断的情况下，第一mos管q1的寄生二极管导通，电流从第一mos管q1的第二极s直接经寄生二极管流入第一极d。在t1时刻，第二mos管q2保持关断，第一mos管q1由关断切换到导通，第一mos管q1的第一极d和第二极s导通，电流能够通过该第一极d流入第二极s，第一电容cr开始放电，由于励磁电感lm非常大，放电电流不能流经该励磁电感lm，可以将该励磁电感lm视为开路；第一电容cr的能量通过第一电流ir1和第二电流ir2形成回路，第一电流ir1流经第三mos管q3、次级绕组漏电感lks及并联的等效电解电容co’和等效电阻r’并形成第一电流回路；第二电流ir2流经二极管d1和第二电容ca并形成第二电流回路。
51.在t2时刻，第一mos管q1关断后且第二mos管q2导通前，由于电流不能突变，第一电流ir1和第二电流ir2会继续把第二mos管q2两端的电压vds拉低。拉低的能量等于1/2*lkp*(ir1+ir2)2+1/2*lkp*ir12，第二mos管两端的电压vds的波形如图5所示。
52.由于第二电流回路的回路阻抗比较小，所以第二电流ir2比较大，第一电流ir1和第二电流ir2的和受限于第一电容cr上储存的能量，第二电流ir2大则第一电流ir1小，所以1/2*lkp*(ir1+ir2)2+1/2*lkp*ir12的能量较小。在t3时刻，第二mos管q2两端的电压vds还是很大，所以δv/δt就很大，通过变压器耦合到次级绕组tb，导致第三mos管q3的寄生二极管也会相应的产生很大的尖峰，为了减小尖峰，则需要减小δv/δt，可以通过减小原边驱动来减慢导通时间，即通过增大δt来减小δv/δt，但是该方法会严重影响效率。
53.本实施例采用的是减小δv的方法。具体的，为了减小δv，需要增大拉低的能量，即增大1/2*lkp*(ir1+ir2)2+1/2*lkp*ir12，由于ir1+ir2受限于第一电容cr储存的能量，ir1+ir2基本不变，所以只能增加第一电流ir1，在第二电流回路的二极管d1和第二电容ca之间串联一个合适的第一电阻r1，增大第二电流回路的回路阻抗，使第二电流ir2远小于第一电流ir1，所以，相较于没有增加第一电阻r1的情况，第一电流ir1会增大，1/2*lkp*(ir1+ir2)2+1/2*lkp*ir12也会增大，t3时刻就会把第二mos管q2两端的电压vds拉到很低，δv就会变小，δv/δt会变化，第三mos管q3的寄生二极管的电压尖峰也会相应减小，如图8所示。
54.增加第一电阻r1后的变压器电路如图6所示，第一电阻r1设于二极管d1和第二电容ca之间，二极管d1的负极与第一电阻r1的第一端连接，第一电阻r1的第二端与第二电容ca连接，即，二极管d1、第一电阻r1及第二电容ca顺次串联在辅助绕组tc的第五端和第六端之间。第一电阻r1可以仅包括一个电阻，也可以包括多个电阻。当有多个电阻时，各电阻可以并联设置，并联设置的多个电阻的两端分别与二极管d1和第二电容ca连接；各电阻可以串联设置，串联设置的多个电阻的两端分别与二极管d1和第二电容ca连接；各电阻也可以混联设置，混联设置的多个电阻的两端分别与二极管d1和第二电容ca连接。
55.增加第一电阻r1后的变压器电路的等效电路如图7所示，第一电阻r1设于二极管
d1和第二电容ca之间。
56.对于变压器电路，第三mos管q3、并联的电解电容co和电阻r构成整流滤波电路，该整流滤波电路与次级绕组tb连接。主绕组ta的磁能能够转化为电能，使次级绕组tb耦合出电能，从而输出交流电至整流滤波电路。输出的交流电压的大小由第三mos管q3的导通时长确定，从而可以通过控制第三mos管q3的导通时间，使次级绕组tb输出电压维持稳定。在一种替换的结构中，整流滤波电路可以仅包括第三mos管q3和电解电容co，该第三mos管q3的第二极s与次级绕组tb的第三端连接，该第三mos管q3的第一极d与电解电容co的正极连接，该电解电容co的负极、次级绕组tb的第四端均与第二接地端gnd连接。
57.变压器电路可以应用于隔离式开关电源或充电器。隔离式开关电源可以包括开关控制电路、驱动控制电路及该变压器电路。第一mos管q1的控制极g、第二mos管q2的控制极g均可以与对应的开关控制电路连接。开关控制电路可以提供pwm信号。pwm信号可以包括有效部分和无效部分，该有效部分和无效部分组成一个开关周期，有效部分占整个开关周期的比例称之为占空比。以n型mos管为例，pwm信号的高电平部分为有效，低电平部分为无效。一般的，有效指mos管导通，无效指mos管关断，即开关控制电路输出高电平信号时，n型mos管导通，输出低电平信号时，n型mos管关断。对于p型mos管，pwm信号的低电平信号为有效而高电平部分无效。即开关控制电路输出低电平信号时，p型mos管导通，输出高电平信号时，p型mos管关断。驱动控制电路与变压器电路的第三mos管q3的控制极g连接，该驱动控制电路通过控制第三mos管q3的导通时长来调节次级绕组tb的输出电压。
58.以上所述仅为本实用新型的优选实施例，并非因此限制本实用新型的专利范围，凡是在本实用新型的构思下，利用本实用新型说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本实用新型的专利保护范围内。