一种带阻断网络的多频多负载无线电能传输方法及拓扑

1.本发明属于无线电能传输技术领域，具体涉及一种带阻断网络的多频多负载无线电能传输方法及拓扑。


背景技术：

2.无线电能传输(wireless power transfer，wpt)相较于传统的有线电能传输，无需金属导体直接接触，有着可靠，安全，便捷等诸多优势，是一项具有划时代意义的技术。磁耦合谐振式无线电能传输技术(magnetically coupled resonant，mcr wpt)，通过线圈间的谐振耦合，实现中等距离的能量近场传输，为低耦合系数下能量高效传输提供了全新的思路，目前已应用于电动汽车，航空航天，智能电网，生物医疗等多个领域。
3.随着mcr wpt技术的发展，其研究与应用逐渐从传统的单负载供电模式拓宽至多负载供电模式。多负载mcr wpt系统可分为单频多负载系统与多频多负载系统。为实现多负载输出功率的独立控制，针对单频多负载mcr wpt系统，可在接收端加入功率变换器，简单易行，但是难以为不同谐振频率的负载供能；多频多负载mcr wpt系统通过建立多频能量传输通道实现多负载输出功率的独立控制。
4.多频多负载无线电能传输系统中，线圈耦合包括发射与接收线圈间的耦合，接收线圈间的交叉耦合。理想的能量传输通道存在于发射线圈与目标接收线圈间，然而多线圈耦合所提供的错综复杂的能量传输通道，使得在能量传递的过程中，存在交叉干扰现象，即非目标谐振频率的能量传递至目标接收端的现象。
5.交叉干扰现象带来的问题包括：1)系统缺乏宽范围可调的传输功率以及对功率变化趋势的明确把握。特别的，在变负载条件下的恒压输出场合中，交叉干扰使得各路负载所获功率相互关联，一路负载发生变化，其它负载所获功率随之明显波动。2)非目标接收端反射阻抗非纯阻性，增加系统无功分量，降低系统传输效率。
6.为了减小或消除非目标谐振频率带来的交叉干扰，通常选择在接收端加入辅助电路。目前的研究集中于双负载系统接收端辅助电路的设计，针对三负载系统的交叉干扰抑制方法还有待研究。


技术实现要素：

7.本发明所要解决的技术问题是：多频多负载无线电能传输系统中，多线圈耦合所提供的错综复杂的能量传输通道，使得在能量传递的过程中，存在交叉干扰现象，即非目标谐振频率的能量传递至目标接收端的现象，为了减小或消除非目标谐振频率带来的交叉干扰，通常选择在接收端加入辅助电路。目前的研究集中于双负载系统接收端辅助电路的设计，针对三负载系统的交叉干扰抑制方法还有待研究。
8.为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：
9.一种带阻断网络的多频多负载无线电能传输方法，针对由发射端与三个负载分别所连接收端a、接收端b、接收端c构成的无线电能传输系统，发射端中直流电源经逆变器连
接发射线圈，逆变器包括两个并联的桥臂，第一桥臂包括串联的上桥臂开关管q1和下桥臂开关管q2，第二桥臂包括串联的上桥臂开关管q3和下桥臂开关管q4；执行以下过程，实现发射端向接收端负载的无线电能传输：
10.针对发射端向任意一个接收端的负载传输能量的模式下，逆变器第一桥臂开关管由pwm驱动信号控制且上下两管驱动信号互补，第二桥臂保持开关管q4导通，开关管q3截止；基于接收端a、接收端b、接收端c分别对应的谐振频率fa、fb、fc，当逆变器第一桥臂开关管q1、q2驱动信号频率fo取值为接收端谐振频率时，则发射端向对应的接收端负载进行无线电能传输；
11.针对发射端向任意两个接收端的负载传输能量的模式下，逆变器第一桥臂开关管和第二桥臂开关管分别均由对应的pwm驱动信号控制且每桥臂上下两管驱动信号互补，基于接收端a、接收端b、接收端c分别对应的谐振频率fa、fb、fc，当逆变器第一桥臂开关管q1、q2驱动信号频率f
o1
和第二桥臂开关管q3、q4驱动信号频率f
o2
取值为接收端谐振频率，且f
o1
≠f
o2
，则发射端向对应的两个接收端负载进行无线电能传输。
12.作为本发明的一种优选技术方案，针对发射端向一个接收端的负载传输能量的模式下，基于开关管q1的驱动信号占空比d，通过改变d控制逆变器输出电压及对应接收端功率；
13.所述针对发射端向任意两个接收端的负载传输能量的模式下，基于开关管q1的驱动信号占空比d
o1
、开关管q3的驱动信号占空比d
o2
，通过改变d
o1
与d
o2
控制逆变器输出电压频率为f
o1
、f
o2
的分量及对应接收端功率。
14.一种基于所述带阻断网络的多频多负载无线电能传输方法的拓扑结构，包括发射端、接收端a、接收端b和接收端c，发射端包括直流电源v
in
、直流侧滤波电容cr、逆变器、补偿网络、发射线圈内阻r
t
和发射线圈电感l
t
，逆变器包括两个并联的桥臂，第一桥臂包括串联的上桥臂开关管q1，下桥臂开关管q2，第二桥臂包括串联的上桥臂开关管q3，下桥臂开关管q4；直流电源v
in
的其中一端对接直流侧滤波电容cr的其中一端、开关管q1的漏极与开关管q3的漏极；直流电源v
in
的另一端对接直流侧滤波电容cr的另一端、开关管q2的源极与开关管q4的源极；开关管q1的源极、开关管q2的漏极对接并接入补偿网络；开关管q3的源极、开关管q4的漏极、发射线圈内阻r
t
的其中一端三者相对接并接入补偿网络；发射线圈电感l
t
的其中一端接入补偿网络；发射线圈内阻r
t
的另一端与发射线圈电感l
t
的另一端相对接；
15.接收端a、接收端b和接收端c结构相同，分别针对各接收端其结构为：包括接收线圈电感lm、接收线圈内阻rm、整流器、接收端滤波电容c
mf
和负载电阻r
lm
；接收线圈电感lm的其中一端与整流器交流侧的其中一端相连；接收线圈电感lm的另一端与接收线圈内阻rm的其中一端相连接；接收线圈内阻rm的另一端与整流器交流侧的另一端相连；整流器直流侧的其中一端、接收端滤波电容c
mf
的其中一端、负载电阻r
lm
的其中一端三者相对接；整流器直流侧的另一端、接收端滤波电容c
mf
的另一端、负载电阻r
lm
的另一端三者相对接；
16.其中，m指代接收端，当m＝a指代接收端a，当m＝b指代接收端b，当m＝c指代接收端c。
17.作为本发明的一种优选技术方案，所述接收端还包括s型补偿网络和阻断网络；接收线圈电感lm的其中一端顺序经过阻断网络、s型补偿网络与整流器交流侧的其中一端相连；阻断网络包括阻断网络电感l
m1
、阻断网络电感l
m2
、阻断网络补偿电容c
m1
、阻断网络补偿
电容c
m2
；s型补偿网络包括接收线圈补偿电容cm；接收线圈电感lm的其中一端、阻断网络电感l
m1
的其中一端、阻断网络补偿电容c
m1
的其中一端三者相对接；阻断网络电感l
m1
的另一端、阻断网络补偿电容c
m1
的另一端、阻断网络电感l
m2
的其中一端、阻断网络补偿电容c
m2
的其中一端四者相对接；阻断网络电感l
m2
的另一端、阻断网络补偿电容c
m2
的另一端、接收线圈补偿电容cm的其中一端三者相对接；接收线圈补偿电容cm的另一端与整流器交流侧的其中一端相连。
18.作为本发明的一种优选技术方案，所述各接收端的s型补偿网络和阻断网络，基于接收端a、接收端b、接收端c分别对应的谐振频率fa、fb、fc，接收端a、接收端b、接收端c分别对应的谐振角频率ωa、ωb、ωc，以及基于接收端a阻断网络谐振频率f
a1
、f
a2
分别为f
a1＝
fb、f
a2＝
fc，接收端b阻断网络谐振频率f
b1
、f
b2
分别为f
b1＝
fa、f
b2＝
fc，接收端c阻断网络谐振频率f
c1
、f
c2
分别为f
c1＝
fa、f
c2＝
fb，s型补偿网络和阻断网络的设计遵循以下规则：
19.规则1：令接收端a的阻抗虚部im(za(ωb))＝∞，im(za(ωc))＝∞；接收端b的阻抗虚部im(zb(ωa))＝∞，im(zb(ωc))＝∞；接收端c的阻抗虚部im(zc(ωa))＝∞，im(zc(ωb))＝∞；
20.规则2：令接收端a的阻抗虚部|im(za(nωb))|》x
th
，|im(za(nωc))|》x
th
；接收端b的阻抗虚部|im(zb(nωa))|》x
th
，|im(zb(nωc))|》x
th
；接收端c的阻抗虚部|im(zc(nωa))|》x
th
，
21.|im(zc(nωb))|》x
th
；其中n表示接收线圈电流的谐波次数，n≥2；x
th
表示接收端阻抗虚部预设最小值x
th
；
22.规则3：令接收端a的阻抗虚部im(za(ωa))＝0；接收端b的阻抗虚部im(zb(ωb))＝0；接收端c的阻抗虚部im(zc(ωc))＝0。
23.本发明的有益效果是：本发明涉及一种带阻断网络的多频多负载无线电能传输方法及拓扑，该系统包括发射端与3个接收端，发射端包括直流电源，逆变器，补偿网络和发射线圈，其中，补偿网络不局限于基本补偿网络或高阶补偿网络；接收端包括接收线圈，s型补偿网络，阻断网络，整流器和负载。工作模式包括单负载供能模式与双负载供能模式。阻断网络参数的选择与接收端目标谐振频率、非目标谐振频率及其高次谐波对应频率有关，与负载无关。带阻断网络的多频多负载无线电能传输拓扑可在变负载条件下，有效抑制非目标谐振频率及其高次谐波对应频率的电压分量对目标接收端干扰，从而改善多负载定向功率分配，降低交叉干扰带来的影响，减小非目标接收端带来的无功分量，提升系统效率。本发明具有广泛的应用前景，包括多便携式设备无线充电，多智能体协同控制，无线电机驱动等。
附图说明
24.图1是本发明实施例中一种带阻断网络的多频多负载无线电能传输拓扑图；
25.图2是本发明实施例中lcc型补偿网络示意图；
26.图3是本发明实施例中接收端a阻抗虚部随工作频率变化曲线图；
27.图4是本发明实施例中接收端b阻抗虚部随工作频率变化曲线图；
28.图5是本发明实施例中接收端c阻抗虚部随工作频率变化曲线图。
具体实施方式
29.下面结合附图对本发明进行进一步说明。下面的实施例可使本专业技术人员更全面地理解本发明，但不以任何方式限制本发明。
30.如图1所示，本方案设计了一种带阻断网络的多频多负载无线电能传输的拓扑结构，包括发射端、接收端a、接收端b和接收端c，发射端包括直流电源v
in
、直流侧滤波电容cr、逆变器、补偿网络、发射线圈内阻r
t
和发射线圈电感l
t
，逆变器包括两个并联的桥臂，第一桥臂包括串联的上桥臂开关管q1，下桥臂开关管q2，第二桥臂包括串联的上桥臂开关管q3，下桥臂开关管q4；直流电源v
in
的其中一端对接直流侧滤波电容cr的其中一端、开关管q1的漏极与开关管q3的漏极；直流电源v
in
的另一端对接直流侧滤波电容cr的另一端、开关管q2的源极与开关管q4的源极；开关管q1的源极、开关管q2的漏极对接并接入补偿网络；开关管q3的源极、开关管q4的漏极、发射线圈内阻r
t
的其中一端三者相对接并接入补偿网络；发射线圈电感l
t
的其中一端接入补偿网络；发射线圈内阻r
t
的另一端与发射线圈电感l
t
的另一端相对接；
31.接收端a、接收端b和接收端c结构相同，分别针对各接收端其结构为：包括接收线圈电感lm、接收线圈内阻rm、整流器、接收端滤波电容c
mf
和负载电阻r
lm
；接收线圈电感lm的其中一端与整流器交流侧的其中一端相连；接收线圈电感lm的另一端与接收线圈内阻rm的其中一端相连接；接收线圈内阻rm的另一端与整流器交流侧的另一端相连；整流器直流侧的其中一端、接收端滤波电容c
mf
的其中一端、负载电阻r
lm
的其中一端三者相对接；整流器直流侧的另一端、接收端滤波电容c
mf
的另一端、负载电阻r
lm
的另一端三者相对接；
32.其中，m指代接收端，当m＝a指代接收端a，当m＝b指代接收端b，当m＝c指代接收端c。
33.图1中，v
in
为直流电源电压；cr为直流侧滤波电容；us为原边逆变器交流侧输出电压；is为原边逆变器交流侧输出电流；l
p
为lcc串联电感；l
t
为发射线圈电感；c
p
为lcc并联补偿电容；c
t
为发射线圈补偿电容；r
t
为发射线圈内阻；m
tm
(m＝a，b，c)为发射线圈与接收线圈之间的互感，即发射线圈与接收端m接收线圈之间的互感；m
mk
(k＝a，b，c，m≠k)为接收线圈之间的互感，即接收端m接收线圈与接收端k接收线圈之间的互感；lm为接收端m接收线圈电感；cm为接收端m接收线圈补偿电容；l
m1
～l
m2
为接收端m阻断网络电感；c
m1
～c
m2
为接收端m阻断网络补偿电容；rm为接收端m接收线圈内阻；um为接收端m整流器交流侧电压；im为接收端m整流器交流侧电流；i
lm
为接收端m负载电流；u
lm
为接收端m负载电压；c
mf
为接收端m接收端滤波电容；r
lm
为接收端m负载电阻。
34.所述补偿网络不局限于基本补偿网络或高阶补偿网络。如图2所示，系统发射端以使用lcc型补偿网络为例，lcc型补偿网络包括lcc并联补偿电容c
p
、lcc串联电感l
p
、发射线圈补偿电容c
t
，开关管q1的源极，开关管q2的漏极，lcc串联电感l
p
的其中一端三者相对接；开关管q3的源极、开关管q4的漏极、lcc并联补偿电容c
p
的其中一端、发射线圈内阻r
t
的其中一端四者相对接；lcc串联电感l
p
的另一端、lcc并联补偿电容c
p
的另一端、发射线圈补偿电容c
t
的其中一端三者相对接；发射线圈补偿电容c
t
的另一端与发射线圈电感l
t
的其中一端相对接。
35.所述接收端还包括s型补偿网络和阻断网络；接收线圈电感lm的其中一端顺序经过阻断网络、s型补偿网络与整流器交流侧的其中一端相连；阻断网络包括阻断网络电感
l
m1
、阻断网络电感l
m2
、阻断网络补偿电容c
m1
、阻断网络补偿电容c
m2
；s型补偿网络包括接收线圈补偿电容cm；接收线圈电感lm的其中一端、阻断网络电感l
m1
的其中一端、阻断网络补偿电容c
m1
的其中一端三者相对接；阻断网络电感l
m1
的另一端、阻断网络补偿电容c
m1
的另一端、阻断网络电感l
m2
的其中一端、阻断网络补偿电容c
m2
的其中一端四者相对接；阻断网络电感l
m2
的另一端、阻断网络补偿电容c
m2
的另一端、接收线圈补偿电容cm的其中一端三者相对接；接收线圈补偿电容cm的另一端与整流器交流侧的其中一端相连。
36.基于上述拓扑结构，还设计了一种带阻断网络的多频多负载无线电能传输方法，执行以下过程，实现发射端向接收端负载的无线电能传输：
37.工作模式分为单负载供能模式与双负载供能模式；记fa，fb，fc分别为接收端a，b，c的谐振频率，ωa，ωb，ωc分别为接收端a，b，c的谐振角频率。
38.针对发射端向任意一个接收端的负载传输能量的模式下，即单负载供能模式，同一时刻下，系统仅向单个负载传输能量；逆变器第一桥臂开关管由pwm驱动信号控制且上下两管驱动信号互补，第二桥臂保持开关管q4导通，开关管q3截止；该模式下，fo为原边逆变器第一桥臂开关管q1，q2驱动信号频率，即系统工作频率；基于接收端a、接收端b、接收端c分别对应的谐振频率fa、fb、fc，当逆变器第一桥臂开关管q1、q2驱动信号频率fo取值为接收端谐振频率时，则发射端向对应的接收端负载进行无线电能传输；即系统工作频率分别为fa，fb，fc时，对应接收端a，b，c导通。
39.针对发射端向任意两个接收端的负载传输能量的模式下，即双负载供能模式，即同一时刻下，系统向双负载传输能量；该模式下，f
o1
为第一桥臂开关管q1，q2驱动信号频率；f
o2
为第二桥臂开关管q3，q4驱动信号频率，f
o1
、f
o2
为系统工作频率，f
o1
、f
o2
取值为接收端谐振频率且f
o1
≠f
o2
；逆变器第一桥臂开关管和第二桥臂开关管分别均由对应的pwm驱动信号控制且每桥臂上下两管驱动信号互补，基于接收端a、接收端b、接收端c分别对应的谐振频率fa、fb、fc，当逆变器第一桥臂开关管q1、q2驱动信号频率f
o1
和第二桥臂开关管q3、q4驱动信号频率f
o2
取值为接收端谐振频率，且f
o1
≠f
o2
，则发射端向对应的两个接收端负载进行无线电能传输。即系统工作频率分别为fa，fb时，对应接收端a，b导通；工作频率分别为fa，fc时，对应接收端a，c导通；工作频率分别为fb，fc时，对应接收端b，c导通。
40.基于上述工作模式下，针对发射端向一个接收端的负载传输能量的模式下，基于开关管q1的驱动信号占空比d，通过改变d控制逆变器输出电压及对应接收端功率；所述针对发射端向任意两个接收端的负载传输能量的过程中，基于开关管q1的驱动信号占空比d
o1
、开关管q3的驱动信号占空比d
o2
，通过改变d
o1
与d
o2
控制逆变器输出电压频率为f
o1
、f
o2
的分量及对应接收端功率。
41.针对所述各接收端的s型补偿网络和阻断网络，基于接收端a、接收端b、接收端c分别对应的谐振频率fa、fb、fc，接收端a、接收端b、接收端c分别对应的谐振角频率ωa、ωb、ωc，定义接收端a的目标谐振频率为fa，非目标谐振频率为fb，fc；接收端b的目标谐振频率为fb，非目标谐振频率为fa，fc；接收端c的目标谐振频率为fc，非目标谐振频率为fa，fb，进而接收端a阻断网络谐振频率f
a1
、f
a2
分别为f
a1＝
fb、f
a2＝
fc，接收端b阻断网络谐振频率f
b1
、f
b2
分别为f
b1＝
fa、f
b2＝
fc，接收端c阻断网络谐振频率f
c1
、f
c2
分别为f
c1＝
fa、f
c2＝
fb。阻断网络利用并联谐振阻抗无穷大的思想，隔离非目标谐振频率能量，s型补偿网络和阻断网络的设计遵循以下规则：
42.规则1：令接收端a的阻抗虚部im(za(ωb))＝∞，im(za(ωc))＝∞；接收端b的阻抗虚部im(zb(ωa))＝∞，im(zb(ωc))＝∞；接收端c的阻抗虚部im(zc(ωa))＝∞，im(zc(ωb))＝∞。
43.该规则为：阻断非目标谐振频率的能量，令接收端a的阻抗虚部im(za(ωb))＝∞，im(za(ωc))＝∞；接收端b的阻抗虚部im(zb(ωa))＝∞，im(zb(ωc))＝∞；接收端c的阻抗虚部im(zc(ωa))＝∞，im(zc(ωb))＝∞。据此确定接收端a阻断网络谐振频率f
a1＝
fb，f
a2＝
fc，接收端b阻断网络谐振频率f
b1＝
fa，f
b2＝
fc，接收端c阻断网络谐振频率f
c1＝
fa，f
c2＝
fb。
44.规则2：令接收端a的阻抗虚部|im(za(nωb))|》x
th
，|im(za(nωc))|》x
th
；接收端b的阻抗虚部|im(zb(nωa))|》x
th
，|im(zb(nωc))|》x
th
；接收端c的阻抗虚部|im(zc(nωa))|》x
th
，
45.|im(zc(nωb))|》x
th
；其中n表示接收线圈电流的谐波次数，n≥2，(n＝2，3，4
…
)；x
th
表示接收端阻抗虚部预设最小值x
th
，预设最小值x
th
由阻断网络谐振频率电压分量的高次谐波有效值至负载电压的预设百分比以内决定。
46.该规则为：逆变器驱动信号占空比变化会带来高次谐波，通过增大谐波对应频率处的接收端阻抗虚部，抑制谐波对接收端的干扰。为抑制非目标谐振频率电压分量的高次谐波有效值至参考输出电压的5％以内，设计非目标谐振频率电压分量的高次谐波对应频率处接收端阻抗虚部最小值x
th
，令接收端a的阻抗虚部|im(za(nωb))|》x
th
，|im(za(nωc))|》x
th
；接收端b的阻抗虚部|im(zb(nωa))|》x
th
，|im(zb(nωc))|》x
th
；接收端c的阻抗虚部|im(zc(nωa))|》x
th
，
47.|im(zc(nωb))|》x
th
(n＝2，3，4
…
)。
48.规则3：令接收端a的阻抗虚部im(za(ωa))＝0；接收端b的阻抗虚部im(zb(ωb))＝0；接收端c的阻抗虚部im(zc(ωc))＝0。
49.该规则为：保证目标接收端整体在目标谐振频率处谐振，令接收端a的阻抗虚部im(za(ωa))＝0；接收端b的阻抗虚部im(zb(ωb))＝0；接收端c的阻抗虚部im(zc(ωc))＝0。
50.综合规则1～3，以式(1)～(3)为约束条件，选择接收线圈补偿电容cm(m＝a，b，c)，阻断网络补偿电容c
m1
～c
m2
与阻断网络电感l
m1
～l
m2
：
51.[0052][0053][0054]
在满足式(1)～(3)约束条件的情况下，给出一组谐振频率及接收端器件参数选择：fa＝90khz，fb＝110khz，fc＝130khz，la＝lb＝lc＝173μh，l
a1
＝l
a2
＝44μh，c
a1
＝47.5nf，
[0055]ca2
＝34nf，ca＝8nf，l
b1
＝20μh，l
b2
＝15μh，c
b1
＝156.3nf，c
b2
＝100nf，cb＝11.3nf，
[0056]
l
c1
＝l
c2
＝44μh，c
c1
＝47.5nf，c
c2
＝71nf，cc＝69.4nf。如图3、图4、图5为基于上述参数选择的接收端a，b，c的阻抗虚部随工作频率变化曲线图。
[0057]
图3中，接收端a的阻抗虚部im(za(ωb))＝∞，im(za(ωc))＝∞，阻断频率为fb、fc的能量；im(za)在fo》130khz的区间内单调增，故只需|im(za(2ωb))|》x
th
，|im(za(2ωc))|》x
th
，即可保证|im(za(nωb))|》x
th
，|im(za(nωc))|》x
th
，抑制频率为nfb、nfc电压分量有效值在接收端a负载产生的电压至参考输出电压的5％以内；im(za(ωa))＝0，保证接收端a在fa处谐振。
[0058]
图4中，接收端b的阻抗虚部im(zb(ωa))＝∞，im(zb(ωc))＝∞，阻断频率为fa、fc的能量；im(zb)在fo》130khz的区间内单调增，故只需|im(zb(2ωa))|》x
th
，|im(zb(2ωc))|》x
th
，即可保证|im(zb(nωa))|》x
th
，|im(zb(nωc))|》x
th
，抑制频率为nfa、nfc电压分量有效值在接收端b负载产生的电压至参考输出电压的5％以内；im(zb(ωb))＝0，保证接收端b在fb处谐振。
[0059]
图5中，接收端c的阻抗虚部im(zc(ωa))＝∞，im(zc(ωb))＝∞，阻断频率为fa、fb的能量；im(zc)在fo》130khz的区间内单调增，故只需|im(zc(2ωa))|》x
th
，|im(zc(2ωb))|》x
th
，即可保证|im(zc(nωa))|》x
th
，|im(zc(nωb))|》x
th
，抑制频率为nfa、nfb电压分量有效值在接收端c负载产生的电压至参考输出电压的5％以内；im(zc(ωc))＝0，保证接收端c在fc处谐振。
[0060]
综上所述，本发明所设计的一种带阻断网络的多频多负载无线电能传输方法及拓
扑，基于阻断网络参数选择与与负载无关的特性，与目标谐振频率、非目标谐振频率及其高次谐波对应频率有关，可实现变负载条件下，抑制非目标谐振频率及其高次谐波对应频率电压分量对目标负载的干扰，从而改善多负载定向功率分配，降低交叉干扰带来的影响，减小非目标接收端带来的无功分量，提升系统效率。本发明具有广泛的应用前景，包括多便携式设备无线充电，多智能体协同控制，无线电机驱动等。
[0061]
以上仅为本发明的较佳实施例，但并不限制本发明的专利范围，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来而言，其依然可以对前述各具体实施方式所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等效替换。凡是利用本发明说明书及附图内容所做的等效结构，直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理在本发明专利保护范围之内。