用于电流采样误差修正及低频转矩脉动抑制的方法

本发明属于电机控制。

背景技术：

1、永磁同步电机以永磁体提供励磁，使电动机结构较为简单，降低了加工和装配费用，因此，永磁同步电机得到了广泛的应用。但是，永磁同步电机的运行过程中，硬件采样电路的温漂、零漂与调理电路的比例误差会导致电流采样出现误差，该误差可分为电流采样偏置误差与比例误差两类。其中电流采样偏置误差会导致dq轴电流反馈出现频率为一倍电频基频的周期性脉动，而电流采样比例误差会导致dq轴电流反馈出现频率为二倍一倍电频基频的周期性脉动。因q轴电流与电机输出转矩成正比关系，因此电机转矩同样会出现转矩脉动，从而进一步导致电机转速出现相同频率的转速波动，影响永磁同步电机控制系统的运行性能。

2、目前，部分现有电流采样误差修正方法需要利用电机转动惯量、粘滞系数或本体参数等信息求解固定转速下电流采样误差，完成采样误差修正。

3、在实现本公开实施例的过程中，发现相关技术中至少存在如下问题：

4、在现有技术中，电流采样误差求解过程需要提前获知被控电机转动惯量、电机粘滞系数或被控电机定子电阻等参数，该要求在实际工业应用中，特别是参数未知电机控制系统与惯量时变工况下可能无法满足。因此有针对性地研发高鲁棒性电流采样误差修正技术，具有良好的理论价值与现实意义。

技术实现思路

1、本发明的目的是用以提升永磁同步电机控制系统电流采样误差下低频转矩脉动抑制策略适用性的用于电流采样误差修正及低频转矩脉动抑制的方法。

2、本发明的步骤是：

3、s11、电机控制系统判断系统是否进入稳定状态；

4、s12、电机控制系统计算第k次dq轴电流反馈中二倍电频基频处对应幅值与初始相角，k＝1，2，3…；

5、s13、电机控制系统计算第k次dq轴电流反馈中一倍电频基频处对应幅值与初始相角，k＝1，2，3…；

6、s14、电机控制系统根据计算结果，重构电流脉动信息，对电流采样误差进行修正；

7、s15、电机控制系统判断电流采样误差修正结果是否满足预设的停止条件；

8、s16、按照式(5)计算电机控制系统的第k次dq轴电流反馈中二倍电频基频与电频基频处对应幅值：

9、

10、其中，x可为d或q，ixk代表第k次dq轴电流反馈中，频率为fbase或2fbase处的周期性脉动幅值，irek代表第k次dq轴电流反馈在特定频率下的实部幅值，iimk代表第k次dq轴电流反馈在特定频率下的虚部幅值；

11、s17、按照式(6)计算第k次dq轴电流反馈在特定频率下的实部幅值：

12、

13、其中，n为总采样点数，ixm(i)为第i次dq轴电流反馈，p为与采样频率fs、目标频率与采样点数n有关的整数，i∈n；

14、s18、按照式(7)计算第k次dq轴电流反馈在特定频率下的虚部幅值：

15、

16、其中，n为总采样点数，ixm(i)为第i次dq轴电流反馈，p为与采样频率fs、目标频率与采样点数n有关的整数，i∈n；

17、s19、按照式(8)计算总采样点数n：

18、n＝pfs/nfbase

19、                  (8)

20、其中，fs为采样频率，代表n倍基频；

21、s20、按照式(9)计算电机控制系统的第k次dq轴电流反馈中目标频率处的初始相角：

22、

23、s21、根据irek计算结果，对目标频率处的初始相角进行确定，包括：

24、当式(6)中ire的计算结果小于0时，式(9)中应由式(10)进行修正：

25、

26、按照式(11)计算电机控制系统的第k次dq轴电流反馈中二倍电频基频处的脉动信息：

27、

28、其中，与代表第k次dft重构得到的频率为2fbase的dq轴电流反馈中的周期性脉动，ωe为电机运行的电角速度，t为运行时间，与代表第k次用于重构频率为2fbase的dq轴电流周期性脉动相角；

29、s22、根据dft信号重构原理，对脉动相角进行计算，包括：

30、保证重构瞬间除脉动相角外其余相角为0rad，即应由式(12)进行定义：

31、

32、其中，θe_start代表dft重构起始时刻电角度瞬时值；

33、s23、按照式(13)计算电机控制系统的第k次dq轴电流反馈中一倍电频基频处的脉动信息：

34、

35、其中，与代表第k次dft重构得到的频率为fbase的dq轴电流反馈中的周期性脉动，ωe为电机运行的电角速度，t为运行时间，与代表第k次用于重构频率为fbase的dq轴电流周期性脉动相角；

36、s24、根据dft信号重构原理，对脉动相角进行计算，包括：

37、保证重构瞬间除脉动相角外其余相角为0rad，即应由式(14)进行定义：

38、

39、其中，θe_start代表dft重构起始时刻电角度瞬时值；

40、s25、根据二倍电频基频与一倍电频基频脉动重构结果，对电流采样比例误差与偏置误差进行修正，包括：

41、按照式(15)对第k次dq轴电流反馈进行修正：

42、

43、其中，idmk与iqmk代表第k次电流反馈，idmk_new与iqmk_new代表修正后的第k次电流反馈；

44、s26、当存在电流采样偏置误差与比例误差时，abc相采样电流表示为：

45、

46、其中，iam、ibm与icm代表abc相采样电流，ka与kb代表ab相电流采样比例系数，iar与ibr代表ab真实相电流，δia与δib代表ab两相电流采样偏置误差；

47、s27、abc相采样电流经clark与park坐标变换得到的dq轴电流反馈表示为：

48、

49、其中，idm与iqm代表dq轴电流反馈，idr与iqr代表由真实相电流经clark与park坐标变换得到的dq轴电流，δid_err_mea与δiq_err_mea代表由相电流采样偏置误差导致的dq轴电流采样误差；s28、当仅存在电流采样偏置误差时，联立式(16)与式(17)，并代入ka＝kb＝1，有：

50、上式简化为：

51、

52、其中，β的表达式为：

53、

54、s29、当仅存在电流采样比例误差时，此时相电流反馈写为

55、

56、其中，ia、ib代表控制器测量得到的ab相电流峰值；

57、根据式(21)，ab两相实际电流的表达式为：

58、

59、根据基尔霍夫电流定律，有c相采样电流icm与c相实际电流icr为：

60、

61、

62、s30、联立式(21)与式(23)，得电流采样比例误差下，三相采样电流经clark与park变换后的结果为：

63、

64、s31、联立式(22)与式(23)，得电流采样比例误差下，三相电流经clark与park变换后的结果为：

65、

66、s32、得如下关系：

67、

68、其中，k1～k5的表达式如下：

69、k1＝iakb，k2＝ibka，k3＝iakakb，k4＝ibkakb，k5＝kakb

70、                        (27)。

71、本发明完成对电流采样偏置误差与比例误差的在线修正并抑制由此引发的低频转矩脉动。在电流采样误差修正过程中无需提前获知被控电机转动惯量与电机本体参数等信息，提高了电机控制系统运行的兼容性与智能化程度。