一种应用于构网型变流器的有源无源混合阻抗重塑方法

本发明涉及变流器控制，具体涉及一种应用于构网型变流器的有源无源混合阻抗重塑方法。

背景技术：

1、构网型变流器基于交直流变换可利用直流母线建立稳定的交流母线电压，在分布式供电、新能源送出等场景中有着重要应用。相较于传统的交流变压器供电模式，构网型变流器兼具了电网电压支撑作用和电力电子器件的灵活调节能力，随着未来负荷侧电能替代逐步深入和发电侧新能源大量并网，构网型变流器在电力系统的占比将显著提升。

2、然而对于直接交流电压控制模式下的构网型变流器，其受电压控制延时的影响，随着频率的逐步升高体现出明显的负阻尼特征，这种负阻尼特征会放大系统小扰动，最终造成高频扰动发散失稳。同时，当直接电压控制模式的构网型变流器与带等效电容的传输线缆或容性负载设备相连时，变流器与传输线或负载的容性环节形成等效lc谐振，使得变流器负阻尼效应更加明显，进一步加剧了系统的高频失稳风险。一旦振荡现象发生，基于电力电子装置的构网型变流器极易因过压过流保护而闭锁退出，造成大量分布式电源非计划脱网或局部区域非计划停止供电，是对供电保障造成极大威胁。由于这种高频振荡现象本质上是由于构网型变流器的控制延时及其与容性负载的动态交互产生，因此解决此类振荡的关键在于，针对构网型变流器，消除其控制延时带来的负阻尼效应，并在此基础上进一步提供充足的正阻尼以避免lc谐振。

3、当前针对构网型变流器高频稳定提升的主要措施是调整电压控制参数或在通过电压控制环中嵌入附加滤波器，两者的作用均在于降低电压环控制延时带来的负组尼效应，从而实现稳定性提升。t.huang等在[high-frequency stability analysis andimpedance optimization for an mmc-hvdc integrated system considering delayeffects[j].ieee journal on emerging and selected topics in circuits andsystems,12(1),2022pp:59-72.]中提出了变流器电压环控制参数调整方法，该方法通过优化电压控制参数，对变流器交流电压的控制带宽进行了有效限制，从而降低电压控制延时在高频段的负阻尼效应。杨万开等于[渝鄂柔性直流输电接入电网高频谐振与抑制分析[j].发电技术,2022,43(03):492-500]中在变流器电压控制环中嵌入低通滤波器，从而降低了电压控制带宽，提升了系统稳定性。然而，需要明确的是现有通过限制电压控制带宽的稳定性提升措施仅能消除电压环带来的负阻尼效应，无法进一步提升系统阻尼水平，仍然面临变流器电感与容性负载谐振的风险。因此，对于直接电压控制模式下的构网型变流器实际运行时，上述方法并不足以充分维持系统稳定。

技术实现思路

1、为了解决上述现有技术中存在的问题，本发明提供了一种应用于构网型变流器的有源无源混合阻抗重塑方法，拟解决现有技术在直接电压控制模式下的构网型变流器实际运行时不足以充分维持系统稳定的问题。

2、一种应用于构网型变流器的有源无源混合阻抗重塑方法，包括以下步骤：

3、s1、采集变流器交流侧三相输出电压uoabc和三相输出电流ioabc并根据虚拟电压相位角θ0对uoabc和ioabc进行派克变换得到虚拟同步速坐标系下的变流器输出电压和输出电流uodq和iodq；

4、s2、在虚拟同步速坐标系下，计算变流器基波电流指令值

5、s3、在虚拟同步速坐标系下，计算变流器附加电流指令值

6、s4、在虚拟同步速坐标系下，计算变流器的电压调制指令

7、s5、利用虚拟电压相位角θ0对进行反派克变换并通过调制得到αβ静止坐标系下变流器的开关信号。

8、优选的，s1中所述虚拟电压相位角θ0通过给定ω0＝2πf0作为变流器工作角频率并对ω0进行积分得到：

9、

10、所述变流器输出电压和输出电流uodq和iodq根据以下算式得到，

11、

12、

13、优选的，所述s2包括，将变流器输出电压指令值与变流器实际输出电压uodq做差送入电压比例积分控制器中，得到变流器基波电流指令值

14、

15、式中kv_p是电压比例积分控制器的比例系数，kv_i是电压比例积分控制器的积分系数。

16、优选的，所述s3包括，将变流器实际输出电压uodq送入控制延时消除器gde(s)中得到用于消除控制延时影响的变流器附加电流指令值

17、

18、其中控制延时消除器gde(s)为比例系数为kv_p的高通滤波器：

19、

20、式中，kr为滤波器阻尼系数；ωh为滤波器截止频率；g为带宽系数。

21、优选的，所述s4包括，变流器基波电流指令值与附加电流指令值相加得到变流器输出电流指令值然后将与iodq做差送入电流比例积分控制器中，得到变流器的电压调制指令

22、

23、

24、式中kc_p是电流比例积分控制器的比例系数，kc_i是电流比例积分控制器的积分系数。

25、优选的，所述s5包括，利用θ0对进行反派克变换，得到两相静止(α-β)坐标系下的调制电压矢量通过空间矢量脉宽调制或正弦波脉宽调制得到αβ静止坐标系下变流器的开关信号；反派克变换算式如下：

26、

27、优选的，还包括

28、在变流器滤波器的负载侧并联振荡抑制电路，所述振荡抑制电路为三相电路，由并联rl与电容c串联，其中电容c用于阻碍工频分量流入，电感l用于降低电阻r的工频损耗，r用于提供无源阻尼。

29、优选的，为保证所述振荡抑制电路不会对变流器工频控制产生负面影响，其等效截止频率应高于2倍工频：

30、

31、为保证并联电感l能够有效低吸收流过电阻r的工频电流分量，l的工频阻抗值不应大于r阻值，即

32、|jω0l|≤r

33、为保证振荡抑制电路中的电阻能够为变流器提供有效阻尼，其电阻值应保证能够有效调节变流器输出阻抗的相位角，则r与变流器滤波电感lf需要满足如下算式，

34、r≤tanβ|jω0lf|

35、其中β为用户预期调节的阻抗相位角，lf为变流器滤波器等值电感。

36、一种构网型变流器，可实现前述的一种应用于构网型变流器的有源无源混合阻抗重塑方法，包括变换模块、基波电流指令计算模块、附加电流指令计算模块、电压调制指令计算模块，开关信号生成模块，具体的：

37、所述变换模块用于采集变流器交流侧三相输出电压uoabc和三相输出电流ioabc并根据虚拟电压相位角θ0对uoabc和ioabc进行派克变换得到虚拟同步速坐标系下的变流器输出电压和输出电流uodq和iodq；

38、所述基波电流指令计算模块用于在虚拟同步速坐标系下，计算变流器基波电流指令值

39、所述附加电流指令计算模块用于在虚拟同步速坐标系下，计算变流器附加电流指令值

40、所述电压调制指令计算模块用于在虚拟同步速坐标系下，计算变流器的电压调制指令

41、所述开关信号生成模块用于利用虚拟电压相位角θ0对进行反派克变换并通过调制得到αβ静止坐标系下变流器的开关信号。

42、优选的，包括滤波器，所述滤波器的负载侧并联振荡抑制电路，所述振荡抑制电路为三相电路，由并联rl与电容c串联，其中电容c用于阻碍工频分量流入，电感l用于降低电阻r的工频损耗，r用于提供无源阻尼。

43、本发明的有益效果包括：

44、(1)本发明所提出的控制方法相比于传统的构网型变流器高频振荡抑制方法具有阻尼提升能力强、适应性广的优点。传统的构网型变流器高频振荡抑制方法仅能消除由于电压控制环引入的负阻尼效应，而无法在此基础上进一步提正阻尼水平，从而无法应对变流器滤波器电感与容性负载间的谐振问题。同时，本发明所提出的控制方法无论是负阻尼消除环节还是基于无源滤波的正阻尼提升环节，均不会受到变流器控制延时系数和负载水平的影响，具有适用场景广的优势。

45、(2)本发明所提出的控制方法不需要对构网型变流器原有的电能变换控制结构和参数进行调整，可以在不改变原有控制逻辑和策略的基础上，直接应用于现有在运机组，且不会对其基波控制性能产生影响，在工程实用性方面具有明显优势。

46、(3)本发明通过附加控制环路和外加无源滤波器的方式实现，这一过程无关于变流器相关电气信号的采样方式和变流器开关信号的调制方式，因此其对于不同类型信号采集、不同开关调制方式的构网型变流器均适用。